高效DCDC模块电源设计.doc
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1、目 录1 目的意义12 题目的描述和要求23.硬件电路设计33.1 DPA425简介33.2 DPA425的设定53.3 偏置电压的产生63.4 箝位电路的设计93.5 变压器的设计113.5.1 AP法设计高频变压器113.5.2 变压器复位电路123.5.3 变压器复位的确认123.6 输出电路的设计133.7 反馈的设计153.7.1 反馈电路原理的设计153.7.2 补偿电路的设计163.8 空载情况下的工作183.9 布局考量194 电路原理图215 总 结226 致谢23参考文献24附 录251 目的意义电源是一切电子设备的心脏部分,其质量的好坏直接影响电子设备的可靠性。而开关电源
2、更为如此,越来越受到人们的重视。目前的计算机设备和各种高效便携式电子产品发展趋于小型化,其功耗都比较大,要求与之配套的电池供电系统体积更小、重量更轻、效率更高,必须采用高效率的DC/ DC开关稳压电源。目前DC-DC转换器普遍地应用于电池供电的设备和要求省电的紧凑型电子设备中。应用DC-DC转换器的目的是要进行电压转换,给一些器件提供合适的工作电压,保证有较高的系统效率和较小的体积。分布式电源系统应用的普及推广以及电池供电移动式电子设备的飞速发展,其电源系统需用的DC/DC电源模块越来越多。对其性能要求越来越高。除去常规电性能指标以外,对其体积要求越来越小,也就是对其功率密度的要求越来越高,对
3、转换效率要求也越来越高,也即发热越来越少。这样其平均无故障工作时间才越来越长,可靠性越来越好。因此如何开发设计出更高功率密度、更高转换效率、更低成本更高性能的DC/DC转换器始终是近二十年来电力电子技术工程师追求的目标。DC/DC模块已被广泛应用于铁路通信、微波通讯、工业控制、船舶电子、航空电子、 地面雷达、消防设备和医疗器械教学设备等诸多领域,其中有许多应用场合需要多路输出,如在单片机智能控制器中,单片机供电需要5V,而运放通常需要12V。在设计多路输出时,有许多地方和单路输出不同,既要考虑变压器管脚限制、多副边变压器设计、各路的稳压电路实现,又要考虑每路轻载及满载的负载调整率,以及负载的交
4、叉调节特性等。目前电力电子与电路的发展主要方向是模块化、集成化。此次设计要求设计一种DC/DC模块电源,要求此电源的输出电压和输入电压隔离,电源结构基于单端正激电路,采用单片集成电路。输入电压:24V DC(变化范围18V36V)。输出电压:12V DC。输出最大电流:1A。效率:88%以上。2 题目的描述和要求高效DC/DC模块电源设计为了提高中小功率开关电源的效率,设计了一种基于DPA425的高效小功率模块电源。围绕提高效率这一目标,对变压器、输出整流、欠电压锁定、过压保护、过流保护、磁复位、输出电感及反馈环路等部分进行了优化设计。采用合理的工作磁通密度使得变压器的铁损与铜损相等,则变压器
5、的总损耗最小,同时采用夹层绕制法将变压器的漏感控制在3以内,也可有效降低损耗。此次课程设计的题目是设计一种DC/DC模块电源,要求此电源的输出电压和输入电压隔离,电源结构基于单端正激电路,采用单片集成电路。输入电压:24V DC(变化范围18V36V)。输出电压:12V DC。输出最大电流:1A。效率:88%以上。3.硬件电路设计3.1 DPA425简介电源的主控芯片采用DPA425芯片。DPA425是PI(PowerIntegrationGmbH)公司设计的,高度集成的DC/DC电源控制芯片。它内部集成了一个200V的高频功率MOSFET,并将PWM控制、工作频率选择、输入过欠压检测、可编程
6、电流限制、ON/OFF开关控制、外部时钟同步、软启动及关断自动重启动、热关断保护等功能集于一身。只需极少的外部元器件就可实现众多功能,不但使设计简化,节省空间,而且可降低成本。DPA425支持正激和反激工作模式,工作频率高,贴片式封装;若将外围元器件及变压器采用贴片元器件和平面变压器,并采用铝基板设计,就可实现模块化设计。另外,DPA425只是DPA?Switch系列控制芯片中的一种,它最大输出70W,还有DPA423、DPA424、DPA426,输出功率分别为18W,35W,100W用户可根据需要选用。在DC-DC单端正激变换器的设计当中,DPA-Switch的产品的优势如下: 元件数目低
7、高效率(使用同步整流时,效率通常91%) 内置缓启动降低了应力及过冲 内置精确的线电压欠压检测 内置精确的线电压过压关断保护 内置可调整的限流点 内置过载及开环故障保护 内置过热关断保护 在输入高压及负载瞬变情况下,可编程的占空比降低特点限制了占空比的偏移程度 极好的轻载效率 可选的300 kHz或400 kHz的工作频率 无损耗集成的逐周期电流限制DPA426的输入电压范围为1675V,其内部功能框图如图3-1-1所示,外形封装如图3-1-2所示。图 3-1-1 DPA425内部结构框图图 3-1-2 DPA425封装图1、各管脚功能如下:脚1CONTROL(C)控制脚,接内部误差放大器同相
8、输入端,为反馈电流输入端,用于占空比控制;脚2LINE-SENSE(L)在线感应脚,用于过、欠压检测,ON/OFF开关控制及外部时钟同步;脚3EXTERNALCURRENTLIMIT(X)外部电流限制脚,用于输入电流的可编程限制;脚5、6、8 SOURCE(S)接芯片内部功率MOSFET源极;脚4FREQUENCY(F)用于选择工作频率;脚7DRAIN(D)接芯片内部功率MOSFET漏极。2、各功能的实现。频率选择将脚5与脚4短接,工作频率为400kHz;将脚5与脚1短接,工作频率为300kHz,脚5不能悬空。输入过欠压检测输入欠压保护的作用是使输入电压达到设定值时,芯片才开始工作,防止误触发
9、;过压保护则是保护电路输入部分,不会因输入电压过高而损坏。可编程电流限制将一电阻RIL接于脚3与脚4之间,就可实现对内部功率MOSFET漏极电流的限制,防止因输出过流或短路引起的损坏。ON/OFF开关控制可实现对芯片的开关控制,脚3若悬空则芯片停止工作,若在三极在电源开启时,防止浪涌电流过大而损坏内部功率MOSFET及防止变压器饱和;自动重启动功能是在电路工作不正常时,使芯片处在一种低功耗的保护状态,恢复正常后使电路重新启动。热关断保护用来保护芯片不因过热而损坏,当芯片温度高于137时,芯片内部保护电路会使内部功率MOSFET停止工作;当芯片温度低于110时,保护会自动解除,芯片继续工作。3.
10、2 DPA425的设定由于本次设计要求要求设计电源的输出电压和输入电压隔离,电源结构基于单端正激电路,采用单片集成电路。输入电压:24V DC(变化范围18V36V)。输出电压:12V DC。输出最大电流:1A。效率:88%以上。所以首先要对使用的芯片DPA425进行设定。具体步骤如下:(1)工作频率设定 DPA425芯片的工作频率较高,有300kHz与400kHz两种频率供用户选择,由于本次设计的输入输出要求较低所以在此选择300kHz工作频率。(2)启动与关断电路 DPA425 L端的工作电压为2.35V,当流入L端的电流大于50A时,芯片启动,且在电流大于135A时关断。因此,当只使用一
11、个电阻时,关断电压与启动电压的比值固定为2.7:1。设定启动电压的电阻为:将启动电压Uin=18V代入得R1=313k。此时关断电压被设定为48.6V,这与要求的36V关断电压不符,可通过简单的分离器件电路予以解决。(3)过流保护 DPA425芯片的内部集成了过流保护功能,其默认的最大电流为5A。当X端与地之间接上一个电阻时,可设定实际的保护电流为默认值的25-100。其相关电路图如图 3-2所示图 3-2 DPA425设定电路3.3 偏置电压的产生有四种方法来产生DPA-Switch 工作所需的偏置电压:(1) 从DC 输入电压得到(2) 变压器偏置(非稳压)(3) 输出耦合电感绕组(4)
12、变压器偏置(稳压)下图 3-3-1、2、3、4说明了这四种方法。每种方案都必须保证在最差的工作条件下(最低输入电压及最小负载)使得光耦器的集电极电压至少为8V 。在一般的工作情况下,最低的偏置电压应为12 V 。在这四种方案当中,输出耦合电感和稳压的变压器偏置方法可以得到最高的效率,因为此时光耦器两端的电压是可以控制的。但这增加了电路的复杂性。光耦器的损耗可能会很严重,因而必须加以检验。最大的光耦器镜像三极管电流与所选用的DPA-Switch 的控制引脚电流(IC(SKIP)的最大值相等。因而,最大的损耗发生在偏置电压最高(对应图3-3-1 和图3-3-2 中的最高输入电压)、输出负载最小的情
13、况。表 3-3 给出了所有方案复杂性和性能之间的关系比较。图 3-3-1 从DC输入电压得到偏置电压(1)从DC 输入电压得到偏置电压是三种方案中最简单的方法。为降低光耦器集电极-发射极之间的最大电压,在DC 输入电压的正端与光耦器镜像三极管的集电极之间使用了一个稳压二极管。更加重要的是,这样可以对光耦器的损耗加以限制。这样简化所带来的问题是效率的降低,尤其在输入高电压的情况效率的降低更加严重。因而该方案特别适合于输入电压较低(18 V 至36 V) 的工业应用领域。在工业应用中,输入电压通常很低,可以省去稳压二极管,因为标准光耦器的击穿电压一般为70 V 。图 3-3-2 变压器偏置(非稳压
14、)(2)变压器偏置(非稳压)是指电压来自于功率变压器的一个绕组。绕组整流管连接时要使得偏置绕组的极性为正激。这样,当DPA-Switch 导通时,整流管处于导通状态。由于偏置电压与输入电压成比例,在输入电压较高时效率会下降,但这种方法与直接连接至输入端的方法相比,其影响较小些。同样,需要在偏置电压最大时检查光耦器的功率消耗。对于这种偏置电压的产生方式,最差的情况是输出负载最小、输入电压最高的情况。DPA-Switch 的应用当中不建议使用反激式偏置绕组,因其会影响变压器的复位。图 3-3-3 输出耦合电感绕组(3)输出耦合电感偏置是使用输出电感上的一个绕组来产生偏置电压。这种方法可以在变换器工
15、作于连续导通方式时,保证得到一个稳压良好的偏置电压。利用绕组的相位关系可以得到稳定的偏置电压。当DPA-Switch 关断时可以利用变压器的原理使得偏置绕组的电压与输出电压成比例。得到较高效率的代价就是成本和复杂性的增加,因为要使用一个用户定制的输出电感。通过改变圈数比、偏置电容的大小及主输出最小负载的方法可以对偏置电压进行调整。要在最小负载、最大输入电压情况下检查确认最低的偏置电压至少为8V 。图 3-3-4 变压器偏置(稳压)(4)变压器偏置(稳压)方案与输出耦合电感偏置(c) 一样具有相同的作用。偏置电压的稳定不象输出耦合电感偏置那样好。但是,此方案在各种输入电压和输出负载条件下都可以提
16、供一个适度恒定的偏置电压。如果电源工作于连续导通模式,使用独立的电感,则此方案可以很好地工作。此方案中可以使用小电流、低成本的(非定制) 电感,但其电感量应足够高,以确保在大多数工作条件下都工作于连续导通模式。偏置类型输入电压范围(V) 效率成本复杂性建议DC 输入端得到的偏置18 至36 建议仅用于18 至36 V 输入的设计变压器偏置(非稳压)36 至72 建议用于低成本的设计输出耦合电感偏置36 至72 仅建议使用于电源已经使用了耦合输出电感的设计变压器偏置(稳压)36 至72 建议用于高效率的设计中表 3-3 获得偏置电压的方法比较在本次设计中采用的是输出耦合电感偏置得到偏置电压的方法
17、。3.4 箝位电路的设计在所有的应用当中都必须保证在DPA-Switch的漏极不会出现过高的漏极电压。为了防止漏源极间承受过大的电压应力而损坏开关管,在本次设计中我们采用了如下图3-4-1所示的箝位电路设计,通过在漏源极上并联齐纳稳压管,实现了简单的箝位,这里采用150V稳压管VR1,当漏源电压超过150V时,VR1导通,并将电压箝位在150V,保证漏极电压距离220V的击穿电压具有足够的裕量以防止了开关管的损坏。并联在变压器初级线圈两端的电容CCP用来吸收漏感的能量。图 3-4-1 变压器箝位及复位电路的元件在正常的稳态工作情况下,跨接在变压器初级两端的电容CCP吸收漏感的能量,以保证漏极-
18、源极电压低于稳压管的稳压值。通常,对于10 W至40 W功率范围的变压器,电容CCP的最佳容值为10 pF至100 pF之间。CCP的容量取决于漏感和峰值电流的大小。如果电容大小合适,大部分的漏感能量在下一个开关周期中可以被循环再利用。容量太小会引起稳压二极管导通。稳压管有功率损耗会降低效率。而容量太大时同样也会降低效率,因为这样会增加DPA-Switch的开通损耗,同时影响变压器的复位。在正常的稳态工作期间,稳压二极管不导通,但在开机上电、负载瞬变及输出过载条件下要求稳压管能够对漏极电压进行限制。图 3-4-2 LC (电感、电容)复位及箝位输出功率较高时,箝位电容(CCP)的大小成为限制电
19、源效率的因素。对于这些高功率(高于约40 W)的应用可以采用不同的方法。图3-4-2所示为无损耗的箝位技术,同时可以对变压器实现复位。因为本次设计的电源要求功率很低只有12W所以采用的是如图3-4-1所示的简单并联稳压管的方法实现简单的电压箝位并在变压器原边并联30pF的电容用来吸收变压器的漏感能量,3.5 变压器的设计3.5.1 AP法设计高频变压器根据300kHz的工作频率,选择PC40磁性材料,在60时,其饱和磁通密度为450mT,在一般状态下,其磁通摆幅为100-200mT。确定参数:Uinmin=18V,Uinmin=36V,输出电压Uo=12V,输出电流Io=1.25A;当工作频率
20、,fT=300kHz时,对应的周期T=3.3s,当最大占空比为70时,对应最大导通时间Ton=2.3s,最大温升40。由PC40材料损耗曲线得比损耗为100mWcm3时,磁通密度摆幅B=60mT。应用AP面积公式:式中:Ae为磁芯有效面积;Aw为磁芯窗口面积;K为正激因子,一般取0.014由生产厂商提供的变压器数据手册选择磁芯EFDl5,其AP=-0.047cm4。选择好磁芯之后就确定了Ae=15mm2,有效体积Ve=510mm3。正激变压器磁芯工作在第一象限,根据查表得到的比损耗为100mWcm3,此时的B应加倍才是实际工作时的最大磁通密度变化量。初次级匝比为: (1)式中:Dmax为最大占
21、空比;Uf为输出整流管的导通压降根据电磁感应定律计算次级匝数: (2)由式(1)及式(2)确定Np=Ns=16。这里的变压器线圈采用交错绕,这样可以将漏感控制在3以内。3.5.2 变压器复位电路变压器励磁电感中的磁通在每个开关周期必须复位,以维持伏-秒平衡,防止变压器出现饱和。由于实际变压器的电感量都是一个有限值,它们储存有表现为励磁电流的寄生能量。在变压器进入饱和以前,励磁电感不能储存太多的能量。由于饱和的变压器表现为短路的电路,因而在每个开关周期必须由外部电路设法将励磁电感中的能量释放掉(对变压器进行复位)。变压器的复位要求漏极引脚的电压要高于输入电压。但又必须确保变压器的复位不会引起DP
22、A-Switch的漏极引脚出现过高的电压应力。图3-4-1所示电路中的元件可以在每个开关周期结束时,将变压器的励磁能量复位至一个安全的水平。电路的核心部分为跨接在输出整流管两端的串联RC网络(RS和CS)。当DPA-Switch关断时,励磁电感中的电流通过次级绕组依然在变压器中流动。随着励磁电流下降至零,电容进行充电。电容必须足够小,使得励磁电流能够在最小的关断时间内下降至零。另外一个限制电容容量的因素是电容的容量必须足够大,以保证在正常工作条件下漏极-源极的电压低于稳压管箝的电压。复位网络中的电阻用于抑制电容和寄生电感相互作用而引起的振荡。电阻的阻值一般介于1至5之间。本次设计的RC网络中使
23、用的电阻值位3。对于功率高于40 W的应用需要使用不同的复位电路。3.5.3 变压器复位的确认判定复位特性最好的方法就是观察DPA-Switch的漏极-源极的电压。漏极电压能够清楚地表明变压器没有完全地得到复位。DPA-Switch 在时间段Ton内开通。变压器内的磁通没有达到零。工作条件很小的变动就会在每个周期引起变压器的饱和,或者使电源工作于接近饱和的状态。对于负载的跳变,电源将不能够提供占空比的变化。所以在设计当中一定要要求变压器可靠的复位。3.6 输出电路的设计1、输出整流输出电流最大值为1A,电流相对较小。因此采用压降较低的肖特基二极管VD2,VD7进行整流及续流,压降在0.3V以内
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