开关电源基础与应用第6章.ppt

第6章 开关电源设计,6.1 小功率开关电源 6.2 大功率开关电源 6.3 逆变电源 6.4 便携式开关电源 6.5 多输出高精度直流电源 6.6 通信系统电源,6.1 小功率开关电源6.1.1 50W电源设计本节以小型电源的设计为例，说明电源设计的方法。1电源设计指标典型小功率电源输入、输出参数如下：输入电压：AC 220V；输入电压变动范围：190240V；输入频率：50Hz；输出电压：12V；输出电流：2.5A。,控制电路形式为它激式，采用UC3842为PWM控制电路。电源开关频率的选择决定了变换器的特性，开关频率越高，变压器、电感器的体积越小，电路的动态响应也越好。但随着频率的提高，诸如开关损耗、门极驱动损耗、输出整流管的损耗等会越来越突出，而且频率越高，对磁性材料的选择和参数设计的要求会越苛刻。另外，高频下线路的寄生参数对线路的影响程度难以预料，整个电路的稳定性、运行特性以及系统的调试会比较困难。在本电源中，选定工作频率为85kHz。,2电路结构的选择小功率开关电源可以采用单端反激式或者单端正激式电路，电源结构简单，工作可靠，成本低。与单端反激式电路相比，单端正激式电路开关电流小，输出纹波小，更容易适应高频化。用电流型PWM控制芯片UC3842构成的单端正激式开关稳压电源的主电路如图6-1所示。,图6-1 UC3842构成的单端正激式开关稳压电源主电路,单端正激式开关稳压电源加有磁通复位电路，以释放励磁电路的能量。在图6-1中，开关管VT导通时VD1导通，次级绕组N2向负载供电，VD4截止，反馈电绕组N3的电流为零；VT关断时VD1截止，VD4导通，N3经电容C1滤波后向UC3842的7脚供电，同时初级绕组N1上产生的感应电动势使VD3导通并加在RC吸收回路。由于变压器中的磁场能量不像一般的RCD磁通复位电路消耗在电阻上，而是通过N3泄放，因此可达到减少发热、提高效率的目的。,3变压器和输出电感的设计依据UC3842应用方式，选用定时电阻RT=18k，定时电容CT=3300pF。确定开关频率f=30kHz，周期T=33.3s。选电源占空比D=0.5，得ton=TD=16.65s(6-1)选择磁芯截面积S=1.13cm2，磁路有效长度l=6.4cm，=2000(MXO材料)，则电感系数为,(6-2),变压器初级绕组匝数N1为,(6-3),初级绕组电感为,mH,次级绕组匝数为,(6-4),式中：UVD1为整流二极管VD1的压降，UL为输出电感L的压降。取UVD1+UL=0.7V，代入式(6-4)，得N2=28匝。由式(6-2)，次级绕组电感为,mH,(6-5),设开关管断开时，N1两端感应电动势e=300V；反馈绕组向UC3842的7脚提供工作电压，设电容C1上的电压UC=16V，由N3=(UC/e)N1，得N37.5，取8匝。变压器次级电流为矩形波，其有效值为,(6-6),导线电流密度取4A/mm2，所需绕组导线截面积为1.77/4 0.44mm2。同样可选择初级绕组导线，初级电流有效值为,(6-7),5反馈电路的设计电流反馈电路采用电流互感器，通过检测开关管上的电流作为采样电流，原理如图6-2所示。电流互感器的输出分为电流瞬时值反馈和电流平均值反馈两路，R2上的电压反映电流瞬时值。开关管上的电流变化会使UR2变化，UR2接入UC3842的保护输入端3脚，当UR2=1V时，UC3842芯片的输出脉冲将关断。通过调节R1、R2的分压比可改变开关管的限流值，实现电流瞬时值的逐周期比较，属于限流式保护。输出脉冲关断，实现对电流平均值的保护，属于截流式保护。两种过流保护互为补充，使电源更为安全可靠。采用电流互感器采样，使控制电路与主电路隔离，同时与电阻采样相比降低了功耗，有利于提高整个电源的效率。,电压反馈电路如图6-3所示。输出电压通过集成稳压器TL431和光电耦合器反馈到UC3842的1脚，调节R1、R2的分压比可设定和调节输出电压，达到较高的稳压精度。如果输出电压Uo升高，集成稳压器TL431的阴极到阳极的电流增大，使光电耦合器输出的三极管电流增大，即UC3842的1脚对地的分流变大，UC3842的输出脉宽相应变窄，输出电压Uo减小。同样，如果输出电压Uo减小，可通过反馈调节使之升高。,图6-2 电流反馈电路,图6-3 电压反馈电路,6保护电路的设计图6-4所示为变压器过热保护电路，NTC为测变压器温度的一个负温度系数的热敏电阻。由NTC、R2、运放A1构成滞环比较器。在正常工作时，变压器温度正常，NTC的阻值较大，运放两输入端电压U+U-，输出为零；当变压器异常，温度上升到设定值时，运放A1输出高电平，并送到PWM控制芯片使输出脉冲关断。图6-5所示为输出过电压保护电路。输出正常时，VZD不导通，晶闸管VS的门极电压为零，不导通；当输出过压时，VZD击穿，VS受触发导通，使光电耦合器输出三极管电流增大，通过UC3842控制开关管关断。,图6-4 变压器过热保护电路,图6-6所示为空载保护电路。为了防止变压器绕组上的电压过高，同时也为了使电源从空载到满载的负载效应较小，开关稳压电源的输出端不允许开路。在图6-6中，R2、R3给运放同相输入端提供固定的电压U+。R8为取样负载电流的分流器，当外电路未接负载RL时，R8上无电流，运放的反相输入端电压U=0V，因而U+U-，运放的输出电压较高，使三极管VT饱和导通，将电源内部的假负载R7自动接入。当电源接入负载RL时，R8上的压降使U+U，运放的输出电压为零，VT截止，将R7断开。,图6-5 输出过电压保护电路,图6-6 空载保护电路,7调试在输入电压为220V的条件下，输入功率是个脉冲序列，周期为10ms，即每半个工频周期电源输入端通过整流桥为输入平滑滤波电容充一次电。在各种不同的负载状况下，当输入电压从90V变化到250V时，相应的输出电压的测试结果如表6-1所示。,6.1.2 120W/24V电源设计1设计要求以图6-7所示的120W、24V开关稳压电源原理图来说明其设计步骤。设计指标为：输入电压：AC 185265V，50Hz；输出电压：DC 24V；输出电流：5.0A；电压调整率：1%。,图6-7 120W、24V开关稳压电源原理图,2器件选择选择TOP系列的TOP248Y作为开关器件。由于TOP248Y工作在输出功率的上限，电流设定在最大值，即将TOP248Y的X端直接与源极相连。过压值设定在DC 450V，若输入电压超过此值，则TOP248Y将自行关断，直到输入电压恢复正常值时TOP248Y自行恢复启动。频率选择端F也与源极直接相连，此时开关工作频率设定在130kHz。,3脉冲变压器的设计脉冲变压器的初级电感L中的电流与电压的关系为,(6-14),式中：U0为初级电感两端的电压；为开关脉冲宽度。脉冲变压器的初级电感值在3003000H之间，输出功率大时应取下限，反之则取上限。变压器初级电感值不能太小，否则会造成TOP248Y中的功率MOSFET的漏极电流太大，使开关损耗增加，同时易造成过流保护动作，使电源难以启动。同样，初级电感值也不能太大，否则不能满足输出功率的要求。,5反馈电路的设计图6-7所示电路的反馈电路采用光电耦合器和可调式三端稳压器VZD2以及RP6、R10、R11组成的输出电压调整电路，R5为光电耦合器的限流电阻。在启动瞬间，检测的电流通过光电耦合器改变IC1控制端的电流，实现预调整，以确保电源在低电网电压和满载启动时达到规定的调整值。C3和C4、R4组成环路补偿电路。,6.2 大功率开关电源6.2.1 技术指标交流输入电压：三相，380(120%)V，50Hz；输出直流电压：0300V；输出直流电流：020A；稳压稳流精度：0.01%；效率：95%；运行方式：100%连续。,6.2.2 功率变换部分电路的功率变换部分是采用IGBT模块组成半桥式电路，如图6-8所示。此部分是开关电源的核心，其性能的好坏直接影响整个电源的性能与可靠性。,图6-8 功率变换部分电路图,1主电路经过VD1VD6组成的三相全波整流后，得到约560V直流电压，再经输入滤波电容C2、C3分压，它们各承受约280V电压。当VT1的门极电压U1达到一定电平值时，VT1导通，电容器C2经过VT1的漏极和源极、变压器T的初级绕组放电，给次级传递能量。当VT1截止时，VT2的门极电压U2也达到一定的电平值，使VT2由截止转为导通，电容器C3经T的初级绕组及VT2的漏极和源极放电，给次级传递能量。为了避免因VT1与VT2同时导通造成直通故障而损坏，必须要保证VT1和VT2的门极驱动电压有一个共同截止的时间，称为控制脉冲的“死区”时间，要求“死区”时间必须大于VT1和VT2的最长导通饱和延迟时间。,2RC缓冲电路如图6-8所示，以VT1为例，当VT1截止时，电容器C4通过R4充电；当VT1导通时，电容器C4经R4放电。尽管RC缓冲电路消耗了一定量的功率，但却减轻了开关管关断瞬间的电压应力。RC电路必须保证以下两点：一是在开关管截止期间，必须能使电容器充电到接近正偏压UGS；二是在开关管导通期间，必须使电容器上的电荷经过电阻全部放掉。,3门极抗干扰钳位保护电路如图6-9所示，并联在IGBT的门极与发射极之间的稳压管极性相反，串联在一起使用的目的是把门极正向电压限制在20V以内，将负偏压限制在15V以内。把加在门极的电压钳位到预定电平，可有效地消除干扰在驱动电路中产生的尖峰电压信号对IGBT的潜在危害。,图6-9 M57962L型IGBT驱动器的原理图和接线图,4驱动电路IGBT的驱动采用专用的混合集成驱动器，内部应具有退饱和检测与保护环节，当发生过电流时能快速响应但慢速关断IGBT，并向外部电路发出故障信号。本例采用M57962L芯片，输出的正驱动电压均为+15V左右，负驱动电压为10V。图6-9为M57962L型IGBT驱动器的原理图和接线图。IGBT的门极驱动电路密切地关系到其静态和动态特性。门极电路的正偏压UGS、负偏压UGS和门极电阻RC的大小，对IGBT的通态电压、开关时间、开关损耗、承受短路能力以及du/dt参数均有不同程度的影响。,在IGBT的门极与源极之间，应加11k的泄放电阻。考虑正偏电压UGS的影响，当UGS增加时，开通时间缩短，因而开通损耗减小。UGS的增加对减小通态电压和开通损耗有利，但是UGS不能随意增加，因为当增加到一定程度后，对IGBT的负载短路能力以及du/dt有不利影响，该电路采用UGS=15V。负偏电压是很重要的门极驱动条件，它直接影响IGBT的可靠运行。过高的du/dt产生较大的位移电流，使门极和源极之间的电压上升，并超过IGBT的门极阈值电压,产生一个较大的漏极脉冲浪涌电流，过大的漏极浪涌电流会使IGBT发生不可控的擎柱现象。为了避免IGBT发生这种误触发，可在门极加反向偏置电压，该电路中UGS=12V。,6.3 逆 变 电 源6.3.1 系统设计1主电路设计逆变电源系统框图如图6-10所示。主电路首先需将24V直流输入电压变换为96V、可调节的直流母线电压。设计选用性能优良的DC/DC模块，以缩短设计周期，提高产品可靠性。,图6-10 逆变电源系统框图,采用VICOR系列模块进行逆变电源的设计，其中的DC/DC模块采用了零电流/零电压(ZCS/ZVS)技术，同时可以利用其I/O隔离的特性实现系统的隔离。本节设计中使用两只24V变48V、输出功率为150W的DC/DC模块A和模块B，输入为A、B并联，输出为A、B串联，以获得96V的直流母线电压。在不考虑电源的损耗时，电源的最大输出功率为300W。,电源在正常工作时输出电压为36V，若直流利用率为0.7，调制度为最大值1，则所需直流电压为36/0.751.4V。输出电压为68V时，若直流利用率仍为0.7，调制度为最大值1，则所需直流电压为68/0.797V。这是空载时所需的直流电压，当带重载时，由于线路阻抗和系统输出阻抗的存在，所需的直流母线电压更高，所以必须采取措施提高直流利用率。计算SPWM数据时，可适当地过调制，并在电路中加大滤波电容器的容量，以达到提高和稳定直流母线电压的目的。逆变桥使用功率MOSFET构成三相逆变全桥，滤波网络中的电容采用三角形连接方式，以加强滤波作用。,2保护与控制电源电源在有异常情况出现时，有两种切断输出方法：一是封锁控制数据，选择ROM数据全为零的空页，此法方便、快速；二是断开直流母线电压，此法有利于负载的安全。这里选择后者。V系列模块的GATE-IN端是其功率提升同步端，也是该模块的使能端，拉低该端电压即可关闭模块。GATE-IN端电位为基准电位，所检测的过流、过压信号均需以光电耦合与之隔离。,6.3.2 PWM控制1SPWM基本原理逆变过程需要控制开关管的动作模式，使得输出波形为正弦波。本设计利用SPWM采样方法对开关管进行控制。在ROM中的PWM数据是离线计算，灵活性大。取得SPWM方法是通过利用规则采样法计算数据，准确地得到开关器件的导通、关断时间，其原理误差与存储数据时取整带来的误差相比可以忽略。计算程序的入口参数主要有3个，即载波频率fc、调制频率fM和调制度M，其中调制度代表预期的输出幅值。输出电压切换前后的幅值相差很大，不能使用同一个调制度，所以在ROM中存储两组数据(每组2KB)，通过控制高位地址线实现电压切换。在启动阶段输出68V电压时，需适当过调制，此时SPWM就近似为梯形波比较调制，使直流利用率提高；而正常工作输出36V电压时，调制度较低，谐波含量将很少。,按SPWM基本原理，自然采样法中要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。而规则采样法是一种工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多。规则采样法原理见图6-11所示，三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。自然采样法中，脉冲中点与三角波一周期中点不重合。规则采样法使两者重合，每个脉冲中点为相应三角波中点，计算大为简化。三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点，过D作水平线和三角波交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件的通断，脉冲宽度和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。,图6-11 规则采样法,3产生PWM的程序流程图图6-12是产生PWM数据的程序流程图。程序中以A相数据子程序计算为例，B、C相可以通用。其中一个参数是正弦调制波相位，改变这个参数可分别计算出A、B、C数据，并且可以补偿因滤波元件参数不一致而导致的三相不平衡。计算完各开关点时间后，将时间转换为0、1位串的字节长度，这个过程要进行四舍五入，修正值初值为0.5。为了保证总的字节数成整K，需要以逐次逼近方式修改修正值。在此部分电路中，多谐振荡器产生819.2kHz时钟信号，经12位计数器进行地址变换，使存储于ROM中的PWM数据周期性地输出，再由驱动芯片IR2110驱动功率MOSFET三相全桥进行逆变。,图6-12 产生PWM数据的程序流程图,6.3.3 输出电压控制V系列模块的调压原理如图6-13所示，电压调节端TRIM同时也是模块内部误差放大器的电压给定端，经一个10k电阻与2.5V基准电压串联。此端悬空时，误差放大器的给定电压为2.5V，模块输出额定电压。由TRIM端外接电阻R4到OUT端，与10k电阻对2.5V电压分压，使误差放大器的给定电压降低，模块的输出电压即被按比例地调低；由+OUT端外接电阻R3到TRIM端，与10k电阻对输出电压分压，输出电压亦被按比例地调高。模块的输出电压范围是额定值的5%110%。TRIM端同时对输出电压进行检测，若TRIM端电压过高，将导致模块的过压保护动作。,图6-13 V模块调压原理,使模块的电压调节端TRIM随着系统输出电压有效值的变化而反向变化，即可构成负反馈闭环回路。系统有68V、36V两次稳压过程，只需在切换数据页的同时相应改变反馈系数即可。此部分的电路如图6-14所示。输出的三相电压经整流、滤波后，在电位器RP1的滑臂上取得反馈电压，该电压经光电耦合器OC1隔离、反相后送到V模块的TRIM端，即构成了负反馈环。这里光电耦合器OC1的三极管等效为一个接在TRIM和OUT端的受控可变电阻，这样有效地防止了TRIM端上的反馈电压过高。,图6-14 电压控制电路,如图6-14所示，通电后首先+15V电压经R对C充电，充电时间常数由二者的乘积决定。当C上的电压不超过稳压管VZD的稳压值加0.7V时，VT1不导通，集电极输出为高电平到ROM，选中ROM里存储68V数据的页面，同时三极管VT2、达林顿光电耦合器OC2导通，电位器RP2与RP1并联，这个状态对应于启动阶段输出68V高电压；当C上的电压超过稳压管稳压值加0.7V时，VT1导通，集电极输出为低电平到ROM，选中存储36V数据的页面，同时VT2、OC2截止，RP2支路断开，RP1上的反馈电压增大，系统反馈系数也变大，输出将降低，这时对应于正常工作阶段的36V电压输出。,PWM数据的调制度决定输出电压幅度，确定此参数时，断开负反馈环，V模块输出额定电压，系统带满载并能输出预定电压时的调制度为合适的取值。该电源在输出电压为68V、36V时的调制度分别取为1.50、0.50，用电位器RP1、RP2可对输出电压在一定范围内微调。输出36V电压时，仅RP1起作用，应先调定RP1，再用RP2对68V电压进行调节。取样电阻值选得过小，光电耦合器会出现饱和情况，系统就会振荡；选得过大，光电耦合器不足以导通，负反馈环起不到调节作用。,6.4 便携式开关电源6.4.1 结构与系统设计1结构的要求结构设计关系到单元使用的方便性和可靠性。依据实践经验和设计要求，应首先考虑采用以下措施：(1)采用功率密度更大的DC/DC变换器模块。随着功率电子学的兴起与快速发展，DC/DC变换器集成电源模块已被大量开发并投放市场，而且得到了越来越广泛的应用，但各供应商生产的模块电源，其工作频率、变换效率各不相同，在输出功率相同的情况下，体积、重量相差较大，同时应用环境也各不相同，因而应设计体积小、重量轻且能适应恶劣环境的电源部件。,(2)优先选用具有多路输出电压的电源模块。单路电压输出与多路电压输出的电源模块各有优缺点：前者只有一路输出电压，是直接受调控的，因而输出电压的精度高；后者输出电压有几路，但只有主回路输出的电压精度高，其余的间接受到控制，因而输出电压的精度比较低。由于多种电压要由多块单输出模块来实现，所以要比直接采用多路电压输出模块体积大。为了减小体积和重量，在满足技术要求的前提下，应优先选用多路电压输出的电源模块。,(3)采用低压差线性集成稳压器进行二次稳压。在普遍采用开关式集成稳压模块的情况下，线性集成稳压器，特别是低压差的线性集成稳压器仍然广泛地被采用。例如，采用三端低压差线性集成稳压器，将5V电压经二次稳压得到3.3V电压，将15V电压经二次稳压获得精密的10V电压。(4)必要的少量外围分立元件也尽量采用体积小、重量轻的片式表面贴装元件。采用集成电源模块组成的电源部件，仍有少量的分立元件，如滤波用的电感、X电容、Y电容以及调节电压的电阻等也一律采用贴片式元件。,(5)当无法从单块电源模块获得电源部件所需的某些非标准输出电压时，可采用标准电压输出的小型电源模块进行相互串联得到。例如，将体积小的15V电源模块作单路输出而得到30V电压，再相互串联得到60V电压。(6)要减小整个电源的体积和重量，将电源模块基板贴在机箱内壁，利用金属壳体散热是非常必要的。,2系统设计设计一个高可靠性的稳压电源，需要在以下两个方面做好准备工作：一个是电源的系统设计，根据整机负载对电源总的技术要求，包括电源电压种类、输出电流、稳定度、纹波电压、掉电保护、过流保护、过压保护、抗电磁干扰以及重量、体积等，对电源进行系统设计；另一个是实现高可靠性稳压电源的设计要求。系统设计应考虑以下方面：(1)供电电源的选择。可供选择的供电电源有两种：50Hz、220V交流电源和48V直流电源。两种电源各有优缺点，前者电源波动小、干扰小，但所需的器件耐压相对要高；而后者却相反。可根据应用环境和负载特性确定电源类型。,(2)确定电源的系统方案。电源系统方案的确定在很大程度上决定了电源的性能和可靠性水平，其主要内容有：选择高可靠性的电源元器件；设计电源系统的电路图，并做好必要的试验；采用合理的热设计和电磁兼容性设计；采取其他可靠性设计和可维修性设计。(3)选择性能优良、可靠性高的电源元器件。有针对性地对某些器件和电路进行基础试验，掌握第一手资料是设计高可靠性电源的先决条件。本例选用VICOR电源模块作为主要器件。VIC电源模块的主要特点是：采用“零电流”开关技术，工作频率高达2MHz，效率为80%90%，功率密度为37W/cm3，可靠性MTBF100万小时，适应输入电压变化范围宽等。,(4)设计特殊要求的稳压电源。根据需要，整机可能提出某些有特殊要求的非标准稳压电源。例如，某负载需要10V精密电源，要求稳定度不大于0.1%，纹波电压不大于2mV，温度系数不大于0.1MV/。为此，可设计高性能的线性稳压电源，在15V的基础上进行二次稳压得到精密的10V稳定电源。(5)可靠性设计。重点考虑外围电路的设计以及整机的热设计、电磁兼容性设计和其他可靠性设计。,6.4.2 主要元件参数计算1输入滤波电容的计算采用交流220V供电的开关电源，直接将220V交流电整流、滤波成310V左右的直流电，再进行DC/DC变换。现以微波发生器的电源为例来计算输入滤波电容，其原理框图如图6-15所示。电容器C的功能为平滑滤波作用和储能作用。根据负载的情况选择电容C的值，使RC，T为交流电的周期。此时输出电压为,Ud1.2U(6-25),2掉电保护电路的设计与参数计算为了在瞬间掉电时不丢失信息，要求电源具有掉电保护功能，如要求电源正常供电时提供一低电平，而在掉电瞬间电压由+5V下降到4.6V这一期间提供并维持一高电平。掉电保护电路如图6-16所示。该电路为DC/DC变换模块，其中二极管VD1的作用是防止输入电源的正、负极插错以及阻止C1向输入侧放电。OC1选用4N27光电耦合器，用以隔离输入、输出地线。,图6-16 掉电保护电路,3模块输出电压调节微波发生器电源的DC/DC变换模块为了使用方便，设置了输出电压调节端。当输出电流较大、传输线路较长时，为弥补线路上的压降，需要将输出电压调高。组件的+5V电源设置有调压电阻R3，调节原理如图6-17所示。调节过程就是改变基准电压，电阻R3基准电压调高后，输出电压将同比例提高。,图6-17 输出电压调整电路,4保护电路VIC系列模块的VI-200系列设有过流、过压和过热保护电路，设置的过压保护电路采用图6-18所示电路。,图6-18 过压保护电路,5电磁兼容性设计电源的电磁兼容性(EMC)设计主要包括以下内容：(1)在输入端加EMI滤波器，以抑制传导干扰。(2)采用具有EMI功能的VIC前端模块。(3)在输入线之间加电容和在输入、输出端子与基板间加电容，分别抑制差模干扰和共模干扰。(4)良好的屏蔽是减少电磁辐射的有效措施，加宽、缩短大电流的功率线。微波发生器电源系统框图如图6-19所示。,图6-19 微波发生器电源系统框图,6.4.3 机载小型电源的设计1机载仪表电源的小型化设计实例机载仪表电源为一台DC/DC变换电源，它可将单一48V直流变换为多种直流，以供仪器所需。设计该电源时可采用模块电源组合实现。机载仪表对电源的技术要求如下：输入电压：48V；输出电压：+5V，15V，24V，60V；输出电流：5A，2A，1A，0.5A；稳压精度：1%，1%，1.5%，2%；纹波噪声峰-峰值：50mV，80mV，100mV；工作温度：55+60。,2电源部件的设计方案由于该电源部件输出电压种类多，给定的外形尺寸小,且输入电压变化范围大,工作温度范围宽,所以必须选用小型、高可靠性的电源模块。(1)5V(5A)电源选用GAA电源模块。该模块输出为5V(5A)，工作温度为55+100，采用金属壳封装，其性能满足设计要求。(2)15V(2A)电源选用VIC电源模块。该模块的输出为15V(3A),工作温度为-55+100，采用金属壳封装，其性能满足设计要求。(3)24V(1A)电源选用两块VIC电源模块。该模块的输出为24V(2A)，工作温度为55+100，其性能满足设计要求。(4)60V(0.5A)电源选用VIC电源模块。该模块输出为30V(1A)，将两块串联可得60V电压，工作温度均为55+100，其性能满足设计要求。,3电源电路的结构图6-20所示为机载仪表电源结构图。,图6-20 机载仪表电源结构图,6.4.4 机载三相交流电源的设计机载交流稳压电源的主要功能是为特种电子系统中的传感器提供交流激磁信号，要求性能稳定、体积小、重量轻、效率高、可靠性好。近几年来关于交流稳压电源研究的主要内容之一是线性谐振型技术及其改进，以及开关型交流稳压电源。线性谐振型通过LC谐振参量的改变使交流输出电压得到调整，以连续可调式获得优越的稳压性能。该电源主电路中不含电力半导体器件，线路简单，可靠性高。但是由于线性谐振型电源存在输入电压范围不够宽、源端空载无功电流和谐波电流较大以及容易发生振荡等缺点，因此其发展和应用受到了限制，特别是在大功率场合的应用比较少。,开关型交流稳压电源采用了先进的高频开关电源技术，具有效率高、响应速度快等优点。它先将交流电整流成脉动的直流电，再通过高频脉宽调制技术，将脉动的直流电逆变成交流电，再通过相位跟踪与转换电路取得与输入侧同频同相的补偿电压，加在输入与输出之间，使输出电压稳定。这项技术成为当今交流稳压电源技术发展的方向。,1电路基本原理机载交流稳压电源是一种AC/AC变换器，其关键部分是单相48V、400Hz AC/AC变换稳压电路。设计该电源采用的是高频PWM斩波器调感法构成的新型交流稳压电源电路，具有产生谐波小、抗各类电磁干扰能力强、稳压精度高、动态响应快等诸多优点，其电路原理如图6-21所示。,图6-21 高频PWM斩波器式稳压电源电路,当输入电压降低或负载加重引起输出电压降低时，D增大，L2、C2支路呈感性，支路电流在线性电感绕组N2上的压降与Ui同相，耦合到N3绕组上的电压UN3与Ui串联相加后补偿了输入电压的不足。当输入电压升高或负载减轻引起输出电压升高时，D减小，LX、C2支路呈容性，支路电流在线性电感绕组N2上的压降与Ui反相，耦合到N3绕组上的电压UN与Ui串联相减后抵消了过剩的输入电压。由以上分析可知，通过对输出电压进行采样闭环反馈，控制导通占空比D的大小，自动改变N3绕组上电压的大小和相位，可实现输出电压的稳定。,2电路参数选择将L1和高频PWM斩波器支路等效为一电感LX后，则图6-21所示电路可认为是一线性电路，将其中的耦合电感L2、L3进行去耦等效，并忽略L4、C1滤波支路后，对等效电路运用基尔霍夫定律列回路方程，可解得,(6-32),式中：,由于U与Uo同相，故忽略两者的相位差，可得,(6-33),根据式(6-33)所提供的输入和输出电压之间的函数关系式，即可根据系统需求确定L1、L2、L3，从而设计出满足性能要求的主电路。在实际的电路参数选择中，为加快设计速度，提高设计质量，采用根据工程估算并结合仿真软件进行优化设计的方法。,根据以下原则估算L1、L2、L3等的参数：(1)由L2、L3、C2等构成正弦能量分配网络，其自然谐振频率应设在输入源频率的1.52倍之间，以保证源频率变化对网络的影响较小。在本设计中，由于电源频率为400Hz，故网络谐振频率应取为520800Hz。(2)N3/N2是决定输入电压范围的主要参数。N3/N2过小时，输入电压的范围不够宽；N3/N2过大时，则导致系统的瞬态响应特性变坏，负载适应能力下降。实际的N3/N2取0.40.7，可获得良好的瞬态响应性能和负载特性等。,(3)电路中由于谐波失真等指标的限制，L1不能过小。在实际的开关控制中，由于采用的是高频PWM方式，输出的高次谐波只要用小容量的电容器C3即可消除。当电源频率为400Hz时，PWM开关频率取80kHz。主电路选L1=20mH，C3=110pF，可滤掉高频斩波器中的高次谐波。(4)主电路的N4和C1支路具有滤波和减少电流波形失真的功能。电容C1的取值不可过大，若C1的值过分增大时，电路的调节极性将逆转，不再具有稳压功能。,3电路计算机仿真根据上述原则估算得出一组参数值后，在输出为AC 48V、400Hz、50VA的条件下，运用ISSPICE4模拟及数字混合电路仿真软件对主电路进行仿真。仿真电路如图6-22所示。在仿真电路中，分别用电压源E1和E2等效输入源和PWM高频脉冲源，输出负载用一纯电阻等效。在输入分别为AC 55V/400Hz和AC 40V/400Hz的条件下，电路输入和输出的仿真波形如图6-23所示。,图6-22 主电路的仿真电路,图6-23 仿真输入与输出电压波形,6.5 多输出高精度直流电源设计多输出高精度直流电源时，要求每路输出回路具有高精度稳压和隔离，可采用多个双输出变换器来实现。每个双输出变换器都有单独的控制和保护环节，从结构上可视为一个独立的电源，但它们间的工作是通过同步电路和时序电路来协调的，用这种方法构成的电源实际上是一个电源系统。与单个集中电源相比，其控制更加复杂，但性能更加优越。本节设计一个5路输出的电源，每路输出的电压、电流如表6-3所示。该电源采用3个变换器实现各路输出的精密稳压：用变换器实现输出1，为单输出电源；用变换器实现输出2、输出3和输出4，为三输出电源；用变换器实现输出5和两个+12V辅助电源，为三输出电源。其中变换器和变换器为有源钳位正激电路，变换器为反激电路，次级的整流二极管均采用肖特基二极管。,6.5.1 系统的结构与原理图6-24是多输出高精度直流电源系统的结构图，由3个变换器、输入滤波器、同步电路和检测保护电路四大部分组成。每个变换器都构成一个单独的可工作电源，用以提供相应的输出。图6-24所示系统的工作原理如下：在接通输入后，先由三极管和稳压管等构成的一线性稳压器启动变换器的PWM控制电路，产生具有最大占空比输出的信号去驱动变换器的主开关，从而使其触发一个D触发器，产生两列反相的方波，经微分后分别作为变换器和变换器的同步控制信号。这样使得变换器和变换器的工作频率相同，相位相差180。此电路的结构还可减小输入电流纹波。变换器和变换器的工作频率是100kHz，变换器的工作频率是200kHz。,图6-24 多输出高精度直流电源系统的结构图,为了保证系统的可靠工作，系统设计有两套检测保护电路(其输出信号分别为SD-DRV、SD-PWM)。其中检测保护电路用以防止输入过压或欠压，以及输出Uo5的过压。一旦这些故障发生后，便产生一个SD-DRV信号去关闭变换器和变换器的驱动电路，同时也关闭变换器的PWM控制器，结果是整个系统关机，从而保护系统的各个部分。另一检测保护电路则用来保护变换器和变换器的输出过压和过流，如果某个变换器产生过压或过流，则经由脉冲形成和放大部分组成的保护电路产生SD-PWM信号封锁变换器和变换器的PWM控制器，从而中止两个变换器的工作。,输入EMI滤波器的设计既要满足EMI的要求，又要满足输入浪涌电流以及系统稳定性的要求。由于接入EMI后，常常会由于它的输出阻抗和后置变换器的输入阻抗的匹配问题而引起振荡，为消除振荡，常常要加大电容，从而会引起浪涌电流的增加，因此它的设计也需折衷考虑。,6.5.2 控制单元原理电源系统有3个功率级，其中两个采用有源钳位正激变换器，用以实现主要的输出，第三个则采用反激电路，以实现辅助电源和第5个输出。电源系统各部分控制电路的原理如下。1变换器和变换器的PWM控制电路变换器和变换器的PWM控制电路包括电压和电流检测电路、误差放大电路、斜坡补偿电路、PWM发生器、同步控制器和驱动器等。其中将驱动器放在变换器的初级，如图6-25所示。将其他控制单元放在变换器的次级，而在它们之间采用一个脉冲变压器加以隔离，如图6-26所示。,图6-25 初级控制电路,图6-26 次级控制电路,两个UC1822A是集成PWM控制器，经由同步电路CD4013B、双D触发器产生的两列尖脉冲加至每一UC1822A的6脚，使两控制器产生同频且反相的控制信号，每个控制器都将检测的开关电流加上斜坡信号，由PWM输出信号端9脚产生，加至各自芯片的电流端7脚。电压信号UC1经取样电阻分压和误差放大器补偿后产生一输出信号加至3脚，此信号与7脚信号比较后产生输出占空比信号PWMV3、PWMV4，再由脉冲变压器隔离和初级驱动器UC1707产生两路互补驱动脉冲，驱动变换器的主管和钳位管。合适的参数设计，尤其是电压补偿器和斜坡补偿的选择，将使系统稳定、可靠地工作。,2反激变换器的控制电路系统的变换器产生两个辅助电源UCCP、UCCS和一个主输出，两个辅助电源分别作为初级控制电路和次级控制电路的供电电源。其PWM控制同样采用UC1822A，原理与变换器和变换器的PWM控制相似，只是振荡频率是它们的两倍，用此信号分频后即可同步另外两个变换器。变换器的控制电路如图6-27所示。由于反激电路提供辅助电源，故需先用临时电源启动UC1822A，使它工作后，再断开临时电源，进入系统的自供运行状态。这种工作方式与传统的反激式开关电源类似。,图6-27 变换器的控制电路,3变换器的磁放大器控制电路变换器是一个三输出变换器，它的第一个输出被用来反馈和控制初级开关的占空比，而另外两个输出的稳压则是通过磁放大器来实现的。具体的磁放大器控制电路如图6-28所示。它由UC1822A集成控制器和电压检测、误差放大、输出驱动等少量外围电路实现。这种多输出的稳压电路具有体积小、效率高和精度高等优点。,图6-28 磁放大器的控制电路,4保护电路 本系统的保护电路主要由比较器和D触发器实现，有下面几种保护功能：(1)输入过/欠压保护。保护电路动作的结果是封锁辅助电源的脉冲和关闭变换器与变换器的初级驱动器，如图6-29所示。当辅助电源停止工作时，次级输出电压UCCP将自动降为零，从而变换器和变换器的次级控制电路便被关断，而初级UCCP仍然存在，因此信号SD-DRV需同时关闭变换器和变换器的初级驱动器，实现系统的真正保护。,图6-29 输入保护电路,(2)变换器的输出过压和过流保护电路。保护电路动作的结果也是封锁它的PWM控制器和变换器和变换器的初级驱动电路，实现系统的完全断开，如图6-30所示。,图6-30 变换器的保护电路,(3)变换器和变换器的输出过压和过流保护电路。一旦产生故障，保护电路将产生一个SD-PWM信号去关闭这两个变换器，具体电路如图6-31所示。,图6-31 变换器、的保护电路,6.6 通信系统电源通信系统的特点是需要多路低电压大电流共同输出的供电电源，如3.3V、2.5V，甚至1.8V。由于MCU或DSP的处理速率很高，因此消耗的电流也很大，如16路ADSI局端板的3.3V电源需要高达8A的电源，而1.8V电源需要的供电电流则更大。虽然传统的开关电源模块能够满足上述要求，但在成本、体积、热损耗等方面仍给电源的系统设计带来很高的要求。本节分析几种优化的通信系统电源实际电路。,传统的通信产品需要的电源通常以+5V为主输出，但是随着高速、宽带通信系统的出现，DSP或MCU所需要的供电电压越来越低，内核电压已降至3.3V、2.5V，甚至1.8V。另外，为了能与外部芯片，例如FLASH、SDRAM等及其他外围器件接口，还需要5V、3.3V供电电压。对于这类需要多组电源供电的产品，电源设计面临着体积大、价格昂贵、低压大电流输出，特别是多路输出时效率较低等诸多挑战。如果完全采用电源模块，则会使产品成本增加、系统供电压力增大，更重要的是所占PCB面积较大，从而造成系统PCB布局困难。因此设计时需合理地将电源模块与DC/DC变换器相结合，对电源进行优化设计。,6.6.1 线性调节器输出低压利用线性稳压器从5V或3.3V电源中采用降压方式获得所需要的3.3V、2.5V或1.8V电压。在系统所需低压电源电流较小时，采用图6-32所示电路是一种较好