通信原理第10章同步原理.ppt

10.1 同步的概念及分类10.2 载波同步10.3 码元同步10.4 群同步10.5*网同步,第10章 同 步 原 理,返回主目录,通 信 原 理,10.1 同步的概念及分类,主要内容 同 步 的 概 念 同 步 的 分 类 同 步 的 意 义,一、同步的概念 所谓同步是指收发双方在时间上步调一致，故又称定时。同步是数字通信系统以及某些采用相干解调的模拟通信系统中一个重要的实际问题。由于收、发双方不在一地，要使它们能步调一致地协调工作，必须要有同步系统来保证。二、同步的分类 1、在数字通信中，按照同步的功用分类，可分为：载波同步、码元同步、群同步和网同步,（1）载波同步：又称载波恢复目的：在接收设备中产生一个和接收信号的载波同频、同相的本地振荡，用于相干解调。方法：接收信号中有载频分量时：需要调整其相位。接收信号中无载频分量时：需从信号中提取载波，或插入辅助同步信息。,在模拟调制以及数字调制学习过程中，我们了解到要想实现相干解调，必须有相干载波。因此，载波同步是实现相干解调的先决条件。（2）、码元同步 又称时钟同步或时钟恢复。对于二进制信号，又称位同步。目的：得知每个接收码元准确的起止时刻，以便决定积分和判决时刻。方法：从接收信号中获取同步信息，由其产生一时钟脉冲序列，使后者和接收码元起止时刻保持正确关系。或插入辅助同步信息。,最佳接收机结构中，需要对积分器或匹配滤波器的输出进行抽样判决，判决时刻应对准每个接收码元的终止时刻。这就要求接收端必须提供一个用作抽样判决的定时脉冲序列，它和接收码元的终止时刻应对齐。把接收端产生与接收码元的重复频率与码元速率相同，相位与最佳取样判决时刻一致的定时脉冲序列的过程称为码元同步或位同步。而称这个定时脉冲序列为码元同步脉冲或位同步脉冲。,（3）、群同步 群同步包含字同步、句同步、分路同步，它有时也称帧同步（或字符同步）。目的：将接收码元正确分组。方法：通常需要在发送信号中周期性地插入一个同 步码元，标示出分组位置。在数字通信中，信息流是用若干码元组成一个“字”，又用若干个“字”组成“句”。在接收这些数字信息时，必须知道这些“字”、“句”的起止时刻，否则接收端无法正确恢复信息。在接收端产生与“字”、“句”及“帧”起止时刻相一致的定时脉冲序列的过程统称为群同步。,（4）、网同步 在获得了载波同步、码元同步、群同步之后，两点间的数字通信就可以有序、准确、可靠地进行了。然而，随着数字通信的发展，尤其是计算机通信的发展，多个用户之间的通信和数据交换，构成了数字通信网。为了保证通信网内各用户之间可靠地通信和数据交换，全网必须有一个统一的时间标准时钟，这就是网同步的问题。2、同步也是一种信息，按照获取和传输同步信息方式的不同，又可分为外同步法和自同步法,（1）、外同步法 由发送端发送专门的同步信息（常被称为导频），接收端把这个导频提取出来作为同步信号的方法，称为外同步法。（2）、自同步法 发送端不发送专门的同步信息，接收端设法从收到的信号中提取同步信息的方法，称为自同步法。自同步法是人们最希望的同步方法，因为可以把全部功率和带宽分配给信号传输。在载波同步和码元同步中，两种方法都有采用，但自同步法正得到越来越广泛的应用。而群同步一般都采用外同步法。,三、同步的意义 同步本身虽然不包含所要传送的信息，但只有收发设备之间建立了同步后才能开始传送信息，所以同步是进行信息传输的必要前提和基础。同步性能的好坏又将直接影响着通信系统的性能。如果出现同步误差或失去同步就会导致通信系统性能下降或通信中断。因此，同步系统应具有比信息传输系统更高的可靠性和更好的质量指标，如同步误差小、相位抖动小以及同步建立时间短，保持时间长等。,10.2 载 波 同 步,主要内容 载波同步的方法 载波同步系统的性能 载波相位误差对解调性能的影响,1、插入导频法（有辅助导频时的载波提取）所谓插入导频法，就是在发送有用信号的同时，在适当的频率位置上，插入一个（或多个）称为导频的正弦波，接收端就由该导频提取出载波的方法。抑制载波的双边带信号（如DSB、等概的2PSK）本身不含有载波，残留边带（VSB）信号虽含有载波分量，但很难从已调信号的频谱中把它分离出来。对这些信号的载波提取，可以用插入导频法（外同步法）。尤其是单边带（SSB）信号，它既没有载波分量又不能用直接法提取载波，只能用插入导频法。,一、载波同步的方法 提取载波的方法一般分为两类：插入导频法和直接法。,（1）频域插入导频 频域插入导频的特点：插入的导频在时间上是连续的，即信道中自始至终都有导频信号传送。采用插入导频法应注意：导频的频率：应当是与载频有关的或者是载频的频率；插入导频的位置:与已调信号的频谱结构有关。总的原则是在已调信号频谱中的零点插入导频，且要求其附近的信号频谱分量尽量小，这样便于插入导频以及解调时易于滤除它。,对于模拟调制中的DSB或SSB信号，在载频fc附近信号频谱为0，但对于数字调制中的2PSK或2DPSK信号，在fc附近的频谱不但有，而且比较大，因此对这样的信号，可参考数字基带传输系统一章中介绍的第类部分响应，在调制以前先对基带信号进行相关编码。相关编码的作用是把如图 10.2-1（a）所示的基带信号频谱函数变换成如图 10.2-1(b)所示的频谱函数，这样经过双边带调制以后可以得到如图 10.2-2所示的频谱函数。由图可见，在fc附近的频谱函数很小，且没有离散谱，这样可以在fc处插入频率为fc的导频（这里仅画出正频域）。注意，在图 10.2-2中插入的导频并不是加于调制器的那个载波，而是将该载波移相90后的所谓“正交载波”。,图 10.2-1 相关编码进行频谱变换,图 10.2-2 抑制载波双边带信号的导频插入,插入导频的发端方框图如图10.2-3所示。,图 10.2-3 插入导频法发端框图,设调制信号m(t)中无直流分量，被调载波为a sinct，将它经90移相形成插入导频（正交载波）-acosct，其中a是插入导频的振幅。于是输出信号为 uo(t)=am(t)sinct-a cosct(10.2-1),图 10.2-4 插入导频法收端框图,设收到的信号就是发端输出uo(t)，则收端用一个中心频率为fc的窄带滤波器提取导频-acosct，再将它经90移相后得到与调制载波同频同相的相干载波 sinct，收端的解调方框图如图 10.2-4 所示。,发端是以正交载波作为导频，由图 10.2-4 可知，解调输出:v(t)=uo(t)sinct=am(t)sin2ct-acosctsinct,经过低通滤除高频部分后，就可恢复调制信号m(t)。如果发端加入的导频不是正交载波，而是调制载波，则收端v(t)中还有一个不需要的直流成分，这个直流成分通过低通滤波器对数字信号产生影响，这就是发端正交插入导频的原因。2PSK和DSB信号都属于抑制载波的双边带信号，所以上述插入导频方法对两者均适用。对于SSB信号，导频插入的原理也与上述相同。,(10.2-2),（2）.时域插入导频 时域插入导频法在时分多址通信卫星中应用较多。时域插入导频方法：是按照一定的时间顺序，在指定的时间内发送载波标准，即把载波标准插到每帧的数字序列中，如图 10.2-5（a）所示。,图中,t2t3就是插入导频的时间，它一般插入在群同步脉冲之后。这种插入的结果只是在每帧的一小段时间内才出现载波标准，在接收端应用控制信号将载波标准取出。,从理论上讲可以用窄带滤波器直接取出这个载波，但实际上是困难的，这是因为导频在时间上是断续传送的，并且只在很小一部分时间存在，用窄带滤波器取出这个间断的载波是不能应用的。时域插入导频法常用锁相环来提取同步载波，方框图如图 10.2-5（b）所示。,图 10.2-5 时域插入导频法,2、直接法（无辅助导频时的载波提取）直接法也称自同步法：是不专门发送导频，设法从接收信号中提取同步载波方法。有些信号，如DSB-SC、PSK等，它们虽然本身不直接含有载波分量，但经过某种非线性变换后，将具有载波的谐波分量，因而可从中提取出载波分量来。（1）.平方变换法和平方环法 此方法广泛用于建立抑制载波的双边带信号的载波同步。设调制信号m(t)无直流分量，则抑制载波的双边带信号为 sm(t)=m(t)cosct(10.2-3),接收端将该信号经过非线性变换平方律器件后得到 e(t)=m(t)cosct2=m2(t)+m2(t)cos2ct 上式的第二项包含有载波的倍频2c的分量。若用一窄带滤波器将2c频率分量滤出，再进行二分频，就可获得所需的相干载波。基于这种构思的平方变换法提取载波的方框图如图 10.2-6 所示。,(10.2-4),图 10.2-6 平方变换法提取载波,因而，同样可以通过图 10.2-6 所示的方法提取载波。,若m(t)=1，则抑制载波的双边带信号就成为二相移相信号（2PSK），这时 e(t)=m(t)cosct2=cos2ct,(10.2-5),在实际中，伴随信号一起进入接收机的还有加性高斯白噪声，为了改善平方变换法的性能，使恢复的相干载波更为纯净，图 10.2-6 中的窄带滤波器常用锁相环代替，构成如图 10.2-7 所示的方框图，称为平方环法提取载波。由于锁相环具有良好的跟踪、窄带滤波和记忆功能，平方环法比一般的平方变换法具有更好的性能。因此，平方环法提取载波得到了较广泛的应用。,我们以2PSK信号为例，来分析采用平方环的情况。2PSK信号平方后得到,(10.2-4),图10.2-7 平方环法提取载波,当g(t)为矩形脉冲时，有 e(t)=cos2ct(10.2-5)假设环路锁定，VCO的频率锁定在2c频率上，其输出信号为 v0(t)=Asin(2ct+2)(10.2-6)这里，为相位差。经鉴相器（由相乘器和低通滤波器组成）后输出的误差电压为 vd=Kd sin2(10.2-7)式中，Kd为鉴相灵敏度，是一个常数。vd仅与相位差有关，它通过环路滤波器去控制压控振荡器的相位和频率，环路锁定之后，是一个很小的量。因此，VCO的输出经过二分频后，就是所需的相干载波。,注意，载波提取的方框图中用了一个二分频电路，由于分频起点的不确定性，使其输出的载波相对于接收信号相位有180的相位模糊。相位模糊对模拟通信关系不大，因为人耳听不出相位的变化。但对数字通信的影响就不同了，它有可能使2PSK相干解调后出现“反相工作”的问题。克服相位模糊度对相干解调影响的最常用而又有效的方法是对调制器输入的信息序列进行差分编码，即采用相对移相（2DPSK），并且在解调后进行差分译码恢复信息。,（2）同相正交环法 同相正交环法又叫科斯塔斯（Costas）环，它的原理框图如图 10.2-8 所示。,图10.2-8 Costas 环法提取载波,在此环路中，压控振荡器（VCO）提供两路互为正交的载波，与输入接收信号分别在同相和正交两个鉴相器中进行鉴相，经低通滤波之后的输出均含调制信号，两者相乘后可以消除调制信号的影响，经环路滤波器得到仅与相位差有关的控制压控，从而准确地对压控振荡器进行调整。设输入的抑制载波双边带信号为m(t)cosct，并假定环路锁定，且不考虑噪声的影响，则VCO输出的两路互为正交的本地载波分别为 v1=cos(ct+)(10.2-8)v2=sin(ct+),式中，为VCO输出信号与输入已调信号载波之间的相位误差。,信号m(t)cosct分别与v1、v2相乘后得 v3=m(t)cosctcos(ct+)=m(t)cos+cos(2ct+)v4=m(t)cosct sin(ct+)=m(t)sin+sin(2ct+)经低通滤波后分别为v5=m(t)cos v6=m(t)sin,低通滤波器应该允许m(t)通过。v5、v6相乘产生误差信号,当m(t)为矩形脉冲的双极性数字基带信号时，m2(t)=1。即使m(t)不为矩形脉冲序列，式中的m2(t)可以分解为直流和交流分量。由于锁相环作为载波提取环时，其环路滤波器的带宽设计的很窄，只有m(t)中的直流分量可以通过，因此vd可写成 vd=Kd sin2(10.2-15)如果我们把图 10.2-8 中除环路滤波器（LF）和压控振荡器（VCO）以外的部分看成一个等效鉴相器（PD），其输出vd正是我们所需要的误差电压。,它通过环路滤波器滤波后去控制VCO的相位和频率，最终使稳态相位误差减小到很小的数值，而没有剩余频差（即频率与c同频）。此时VCO的输出v1=cos(ct+)就是所需的同步载波，而 v5=m(t)cos m(t)就是解调输出。,比较式（10.2-7）与式（10.2-15）可知，Costas环与平方环具有相同的鉴相特性（vd-曲线），如图 10.2-9 所示。由图可知，=n（n为任意整数）为PLL的稳定平衡点。,图10.2-9 平方环和Costas 环的鉴相特性,PLL工作时可能锁定在任何一个稳定平衡点上，考虑到在周期内取值可能为0或，这意味着恢复出的载波可能与理想载波同相，也可能反相。这种相位关系的不确定性，称为0，的相位模糊度。,这是用PLL从抑制载波的双边带信号（2PSK或DSB）中提取载波时不可避免的共同问题。不但在上述两种环路中存在，在其他类型的载波恢复环路，如逆调制环、判决反馈环、松尾环等性能更好的环路中，也同样存在；不但在2PSK 时存在，在多相移相信号（MPSK）也同样存在相位模糊度问题。,Costas环与平方环的异同点:Costas环与平方环都是利用锁相环（PLL）提取载波的常用方法。Costas环与平方环相比，虽然在电路上要复杂一些，但它的工作频率即为载波频率，而平方环的工作频率是载波频率的两倍，显然当载波频率很高时，工作频率较低的Costas环易于实现；其次，当环路正常锁定后，Costas环可直接获得解调输出，而平方环则没有这种功能。,（3）、再调制器 第3种提取相干载波的方法 原理方框图,工作原理接收信号和a点振荡电压相乘后得到的c点电压它经过低通滤波后，在d 点的电压为 vd 实际上就是解调电压，它受b点的振荡电压在相乘器中再调制后，得出的e 点电压等于上式的ve 和信号s(t)再次相乘，得到在f点的电压,将上式的控制电压和科斯塔斯环的控制电压式比较可见，这两个方案中的压控振荡器的控制电压相同。,vf 经过窄带低通滤波后，得到压控振荡器的控制电压,*（4）.多相移相信号（MPSK）的载波提取 当数字信息通过载波的M相调制发送时，可将上述方法推广，以获取同步载波。一种基于平方变换法或平方环法的推广，是M次方变换法或M方环法，如图 10.2-10所示。例如从4PSK信号中提取同步载波的四次方环，其鉴相器输出的误差电压为 vd=Kd sin4(10.2-16)因此，=n/2（n为任意整数）为四次方环的稳定平衡点，即有0、/2、3/2的稳定工作点。这种现象称为四重相位模糊度，或称90的相位模糊。同理，M次方环具有M重相位模糊度，即所提取的载波具有360/M的相位模糊。解决的方法是采用MDPSK。,图 10.2-10(b)M 方环提取载波,图10.2-10(a)四相移相信号提取载波,另一种方法基于Costas环的推广，图10.2-11 示出了从4PSK信号中提取载波的Costas环。可以求得它的等效鉴相特性与式（10.2-16）一样。提取的载波也具有90的相位模糊。这种方法实现起来比较复杂，在实际中一般不采用。,图 10.2-11 四相Costas环法的载波提取,二、载波同步系统的性能 载波同步系统的性能指标主要有效率、精度、同步建立时间和同步保持时间。载波同步追求的是高效率、高精度、同步建立时间快，保持时间长。1、高效率：指为了获得载波信号而尽量少消耗发送功率。在这方面，直接法由于不需要专门发送导频，因而效率高，而插入导频法由于插入导频要消耗一部分发送功率，因而效率要低一些。,2、高精度 指接收端提取的载波与需要的载波标准比较，应该有尽量小的相位误差。如需要的同步载波为cosct，提取的同步载波为cos(ct+)，就是载波相位误差，应尽量小。通常分为稳态相差e和随机相差两部分，即=e+(10.2-19)稳态相差与提取的电路密切相关，而随机相差则是由噪声引起。,3、同步建立时间ts 指从开机或失步到同步所需要的时间。显然ts越小越好。4、同步保持时间tc 指同步建立后，若同步信号小时，系统还能维持同步的时间。tc越大越好。这些指标与提取的电路、信号及噪声的情况有关。当采用性能优越的锁相环提取载波时 这些指标主要取决于锁相环的性能。,如：稳态相差就是锁相环的剩余相差，即e=，其中为压控振荡角频率与输入载波角频率之差，KV是环路直流总增益；随机相差实际是由噪声引起的输出相位抖动，它与环路等效噪声带宽BL及输入噪声功率谱密度等有关，BL的大小反映了环路对输入噪声的滤除能力，BL越小，越小；同步建立时间ts 具体表现为锁相环的捕捉时间；同步保持时间tc 具体表现为锁相环的同步保持时间。有关这方面的详细讨论，请参阅锁相环教材。,三.载波相位误差对解调性能的影响 对解调性能的影响主要体现为所提取的载波与接收信号中的载波的相位误差。相位误差对不同信号的解调所带来的影响是不同的。我们首先研究DSB和PSK的解调情况。DSB和2PSK信号都属于双边带信号，具有相似的表示形式。设DSB信号为m(t)cosct，所提取的相干载波为cos(ct+)，这时解调输出m(t)为,m(t)=m(t)cos(9.2-20)若没有相位差，即=0，cos=1，则解调输出m(t)=m(t)，这时信号有最大幅度；若存在相位差，即0 时，cos1，解调后信号幅度下降，使功率和信噪功率比下降 cos2 倍。,对于2PSK信号，信噪功率比下降将使误码率增加。若=0时 则0 时,以上说明，载波相位误差引起双边带解调系统的信噪比下降，误码率增加。当近似为常数时，不会引起波形失真。然而，对单边带和残留边带解调而言，相位误差不仅引起信噪比下降，而且还引起输出波形失真。下面以单边带信号为例，说明这种失真是如何产生的。设单音基带信号m(t)=cost，且单边带信号取上边带,(10.2-21),(10.2-22),所提取的相干载波为cos(ct+)，相干载波与已调信号相乘得 经低通滤除高频即得解调输出,式（10.2-23）中的第一项与原基带信号相比，由于cos的存在，使信噪比下降了；第二项是与原基带信号正交的项，它使恢复的基带信号波形失真，推广到多频信号时也将引起波形的失真。若用来传输数字信号，波形失真会产生码间干扰，使误码率大大增加，因此应尽可能使减小。,(10.2-23),作 业思考题（自作）：P435 13-1、13-2 作 业：P435*13-1（自作）,10.3 码 元 同 步,主要内容 码元同步与载波同步的异同点 码元同步的目的与分类 外同步法 自同步法 码元同步误差对于误码率的影响,一、码元同步与载波同步的异同点 1、码元同步：是指在接收端的基带信号中提取码元定时的过程。2、码元同步与载波同步有一定的相似和区别 载波同步是相干解调的基础，不论模拟通信还是数字通信只要是采用相干解调都需要载波同步，并且在基带传输时没有载波同步问题；所提取的载波同步信息是载频为 fc的正弦波，要求它与接收信号的载波同频同相。实现方法有插入导频法和直接法。,码元同步是正确取样判决的基础，只有数字通信才需要，并且不论基带传输还是频带传输都需要码元同步；所提取的码元同步信息是频率等于码速率的定时脉冲，相位则根据判决时信号波形决定，可能在码元中间，也可能在码元终止时刻或其他时刻。实现方法也有插入导频法和直接法。二、码元同步的目的与分类,1、码元同步目的：在准确的时刻对接收码元进行判决，以及对接收码元能量正确积分。2、码元同步方法：从接收码元的起止时刻产生一个码元同步脉冲序列，或称定时脉冲序列。3、码元同步方法分类：外同步法：它是一种利用辅助信息同步的方法，需要在信号中另外加入包含码元定时信息的导频或数据序列。自同步法，它不需要辅助同步信息，直接从信息码元中提取出码元定时信息。显然，这种方法要求在信息码元序列中含有码元定时信息。,三、外同步法常用的外同步法：在发送信号中插入频率为码元速率（1/T）或码元速率的倍数的同步信号。在接收端利用一个窄带滤波器，将其分离出来，并形成码元定时脉冲。优缺点：优点是设备较简单；缺点是需要占用一定的频带宽带和发送功率。插入码元同步信号的方法时域：连续插入增加“同步头”频域：在信息码元频谱之外占用一段频谱用于传输同步信息利用信息码元频谱中的“空隙”处，插入同步信息外同步法目前采用不多。,*插入导频法（外同步）1、频域插入导频 这种方法与载波同步时的插入导频法类似，也是在基带信号频谱的零点处插入所需的位定时导频信号，如图 10.3-1 所示。,图 10.3-1 插入导频法频谱图,在接收端，对图 10.3-1（a）的情况，经中心频率为1/T的窄带滤波器，就可从解调后的基带信号中提取出位同步所需的信号，这时，位同步脉冲的周期与插入导频的周期一致；对图 10.3-1（b）的情况,窄带滤波器的中心频率应为1/2T，所提取的导频需经倍频后，才得所需的位同步脉冲。,其中，图(a)为常见的双极性不归零基带信号的功率谱，插入导频的位置是1/T；图(b)表示经某种相关变换的基带信号，其谱的第一个零点为 1/2T，插入导频应在1/2T 处。,图 10.3-2 画出了插入位定时导频的系统框图，它对应于图 10.3-1（b）所示谱的情况。发端插入的导频为1/2T，接收端在解调后设置了1/2T窄带滤波器，其作用是取出位定时导频。移相、倒相和相加电路是为了从信号中消去插入导频，使进入取样判决器的基带信号没有插入导频。这样做是为了避免插入导频对取样判决的影响。,图 10.3-2 插入位定时导频系统框图(a)发送端；(b)接收端,与插入载波导频法相比，它们消除插入导频影响的方法各不相同，载波同步中采用正交插入，而码元同步中采用反向相消的办法。这是因为载波同步在接收端进行相干解调时，相干解调器有很好的抑制正交载波的能力，它不需另加电路就能抑制正交载波，因此载波同步采用正交插入。而位定时导频是在基带加入，它没有相干解调器，故不能采用正交插入。为了消除导频对基带信号取样判决的影响，码元同步采用了反相相消。,此外，由于窄带滤波器取出的导频为1/(2T)，图中微分全波整流起到了倍频的作用，产生与码元速率相同的位定时信号1/T。图中两个移相器都是用来消除窄带滤波器等引起的相移，这两个移相器可以合用。*2、包络调制法：是另一种导频插入的方法。这种方法是用码元同步信号的某种波形对恒包络数字已调信号（如移相键控或移频键控信号）进行附加的幅度调制，使其包络随着位同步信号波形变化。在接收端只要进行包络检波，就可以形成码元同步信号。设移相键控的表达式为 s1(t)=cosct+(t),利用含有码元同步信号的某种波形对s1(t)进行幅度调制，若这种波形为升余弦波形，则其表示式为 式中的=2/T，T为码元宽度。幅度调制后的信号为,接收端对s2(t)进行包络检波，包络检波器的输出为 除去直流分量后，就可获得码元同步信号。除了以上两种在频域内插入码元同步导频之外，还可以在时域内插入，其原理与载波时域插入方法类似。,四、自同步法1、自同步法分类：开环同步法：由于二进制等先验概率的不归零码元序列中没有离散的码元速率频谱分量，故需要在接收时对其进行某种非线性变换，才能使其频谱中含有离散的码元速率频谱分量，并从中提取码元定时信息。闭环同步法：用比较本地时钟周期和输入信号码元周期的方法，将本地时钟锁定在输入信号上。,（1）延迟相乘法相乘器输入和输出的波形：延迟相乘后码元波形的后一半永远是正值；而前一半则当输入状态有改变时为负值。因此，变换后的码元序列的频谱中就产生了码元速率的分量。延迟时间等于码元时间一半时，码元速率分量最强。,原理方框图,2、开环码元同步法(非线性变换同步法),*(2)包络检波-滤波法 这是一种从频带受限的中频PSK信号中提取码元同步信息的方法，其波形图如图10.3-4所示。,图 10.3-4 从2PSK信号中提取位同步信息,当接收端带通滤波器的带宽小于信号带宽时，使频带受限的2PSK信号在相邻码元相位反转点处形成幅度的“陷落”。经包络检波后得到图 10.3-4(b)所示的波形，它可看成是一直流与图 10.3-4(c)所示的波形相减，而图(c)波形是具有一定脉冲形状的归零脉冲序列，含有位同步的线谱分量，可用窄带滤波器取出。,（3）微分整流法原理,用微分整流电路去检测矩形码元脉冲的边沿，微分电路的输出是正负窄脉冲，它经过整流后得到正脉冲序列。得到正脉冲序列的频谱中就包含有码元速率的分量。由于微分电路对于宽带噪声很敏感，所以在输入端用一个低通滤波器。但是，加用低通滤波器后又会使码元波形的边沿变缓，使微分后的波形上升和下降也变慢，所以应当对低通滤波器的截止频率作折中选取。,（4）同步误差(由于随机噪声叠加在接收信号上,使所提取的码元同步信息产生误差,这个误差是一个随机量)若窄带滤波器的带宽等于1/KT，其中K为一个常数，则提取同步的时间误差比例为：T 码元持续时间；Eb 码元能量；n0 单边噪声功率谱密度。只要接收信噪比大，上述方案能保证足够准确的码元同步。,式中，同步误差时间的均值；,(5)开环码元同步的主要缺点：同步跟踪误差的平均值不等于零。使信噪比增大可以降低此跟踪误差，但是因为是直接从接收信号波形中提取同步，所以跟踪误差永远不可能为零。解决的办法：采用闭环码元同步，将接收信号和本地产生的码元定时信号相比较，使本地的定时信号和接收码元波形的转变点保持同步，该方法类似载波同步中的锁相环法。,3、闭环码元同步法“超前/滞后门”同步器：原理方框图,工作原理,存在的问题和解决办法在上面讨论中已经假定接收信号中的码元波形有突跳边沿。若它没有突跳边沿，则无论有无同步时间误差，超前门和滞后门的积分结果总是相等，这样就没有误差信号去控制压控振荡器，故不能使用此法取得同步。这个问题在所有自同步法的码元同步器中都存在，在设计时必须加以考虑。此外，由于两个支路积分器的性能也不可能做得完全一样。,这样将使本来应该等于零的误差值产生偏差；当接收码元序列中较长时间没有突跳边沿时，此误差值偏差持续地加在压控振荡器上，使振荡频率持续偏移，从而会使系统失去同步。为了使接收码元序列中不会长时间地没有突跳边沿，可以在发送时对基带码元的传输码型作某种变换，例如改用HDB3码，或用扰乱技术，使发送码元序列不会长时间地没有突跳边沿。,五、码元同步误差对于误码率的影响 在用匹配滤波器或相关器接收码元时，其积分器的积分时间长短直接和信噪比Eb/n0有关。若积分区间比码元持续时间短，则积分的码元能量Eb显然下降，而噪声功率谱密度n0却不受影响。在相邻码元有突变边沿时，若码元同步时间误差为，则积分时间将损失2，积分得到的码元能量将减小为Eb(1-2/T)；在相邻码元没有突变边沿时，则积分时间没有损失。对于等概率随机码元信号，有突变的边沿和无突变的边沿各占1/2。,故在有相位误差时的平均误码率为,以等概率2PSK信号为例，其最佳误码率为：,作 业思考题（自作）：P435 13-9，13-13 作 业：P435*13-3,10.4 群 同 步,主要任务 群同步的任务及分类 集中插入法 分散插入法 群同步性能 起止式同步法 自群同步*扩频通信系统的同步法,一、群同步的任务及分类 数字通信时，一般总是以若干个码元组成一个字，若干个字组成一个句，即组成一个个的“群”进行传输。1、群同步的任务 就是在码元同步的基础上识别出数字信息群（字、句、帧）“开头”和“结尾”的时刻，使接收设备的群定时与接收到的信号中的群定时处于同步状态。,2、实现群同步方法（1）外同步法：是在发送的数字信号序列中插入群同步脉冲或群同步码作为群（字、句、帧）的起始标志，接收端根据这些特殊码组的位置可以实现群同步。采用的方法是起止式同步法和插入特殊同步码组的同步法。而插入特殊同步码组的方法有两种：一种为连贯式插入法（集中插入），另一种为间隔式插入法（分散插入）。（2）自同步法：不需要外加的特殊码组，类似于载波同步和位同步中的直接法，利用数据码组本身之间彼此不同的特性实现自同步。,集中插入,适用于要求快速建立同步的地方，或间断传输信息并且每次传输时间很短的场合。,分散插入适用于连续传输信息之处，例如数字电话系统中。,3、同步电路的状态：捕捉态：在捕捉态时，确认搜索到群同步码的条件必须规定得很高，以防发生假同步。保持态：一旦确认达到同步状态后，系统转入保持态。在保持态下，仍须不断监视同步码的位置是否正确。但是，这时为了防止因为噪声引起的个别错误导致认为失去同步，应该降低判断同步的条件，以使系统稳定工作。,二、集中插入法 1、集中插入法的定义及码组 集中插入法，又称连贯插入法。它是指在每一信息群的开头集中插入作为群同步码组的特殊码组，该码组应在信息码中很少出现，即使偶尔出现，也不可能依照群的规律周期出现。接收端按群的周期连续数次检测该特殊码组，这样便获得群同步信息。,连贯插入法的关键是寻找实现群同步的特殊码组。对该码组的基本要求是：具有尖锐单峰特性的自相关函数；便于与信息码区别；码长适当，以保证传输效率。符合上述要求的特殊码组有：全0码、全1码、1与0交替码、巴克码、电话基群帧同步码0011011。目前常用的群同步码组是巴克码。,2.巴克码 巴克码是一种有限长的非周期序列。定义：一个n位长的码组x1,x2,x3，xn，其中xi的取值为+1或1，若它的局部相关函数,则称这种码组为巴克码，其中j表示错开的位数。目前已找到的所有巴克码组如表 10-1 所示。其中的、号表示xi的取值为+1、-1，分别对应二进制码的“1”或“0”。,表 10-1 巴克码组,以7位巴克码组+-+-为例，它的局部自相关函数如下：当j=0时，当j=1时，同样可求出j=3，5，7时R（j）=0；j=2，4，6时R（j）=-1。根据这些值，利用偶函数性质，可以作出7位巴克码的R（j）与j的关系曲线，如图 10.4-2 所示。由图可见，其自相关函数在j=0时具有尖锐的单峰特性。这一特性正是连贯式插入群同步码组的主要要求之一。,图 10.4-2 7位巴克码的自相关函数,3.巴克码识别器 仍以7位巴克码为例。用7级移位寄存器、相加器和判决器就可以组成一个巴克码识别器，如图10.4-3 所示。,图 10.4-3 巴克码识别器,当输入码元的“1”进入某移位寄存器时，该移位寄存器的1端输出电平为+1，0端输出电平为-1。反之，进入“0”码时，该移位寄存器的0端输出电平为+1，1端输出电平为-1。各移位寄存器输出端的接法与巴克码的规律一致,这样识别器实际上是对输入的巴克码进行相关运算。当一帧信号到来时，首先进入识别器的是群同步码组，只有当7位巴克码在某一时刻（如图10.4-4(a)中的t1）正好已全部进入7位寄存器时，7位移位寄存器输出端都输出+1，相加后得最大输出+7，其余情况相加结果均小于+7。若判别器的判决门限电平定为+6，那么就在7位巴克码的最后一位0进入识别器时，识别器输出一个同步脉冲表示一群的开头，如图 10.4-4(b)所示。,图 10.4-4 识别器的输出波形,巴克码用于群同步是常见的，但并不是惟一的，只要具有良好特性的码组均可用于群同步，例如PCM30/32路电话基群的连贯隔帧插入的帧同步码为0011011（1B）。,4、集中插入法群同步码检测流程,三、分散插入法 分散插入法又称为间隔式插入法，它是将群同步码以分散的形式均匀插入信息码流中。这种方式比较多地用在多路数字电路系统中，如PCM 24路基群设备以及一些简单的M系统一般都采用1、0交替码型作为帧同步码间隔插入的方法。即一帧插入“1”码，下一帧插入“0”码，如此交替插入。由于每帧只插一位码，那么它与信码混淆的概率则为1/2，这样似乎无法识别同步码，但是这种插入方式在同步捕获时我们不是检测一帧两帧，而是连续检测数十帧，每帧都符合“1”、“0”交替的规律才确认同步。,分散插入的最大特点:是同步码不占用信息时隙，每帧的传输效率较高，但是同步捕获时间较长，它较适合于连续发送信号的通信系统，若是断续发送信号，每次捕获同步需要较长的时间，反而降低效率。具体方法，多采用软件的方法，不再采用硬件逻辑电路实现。软件搜索方法分为移位搜索法和存储检测法。,1、移位搜索法系统开始处于捕捉态。对接收码元逐个考察，若考察的第一个接收码元就发现它符合群同步码元的要求，则暂时假定它就是群同步码元；在等待一个周期后，再考察下一个预期位置上的码元是否还符合要求。若连续n个周期都符合要求，就认为捕捉到了群同步码。若第一个接收码元不符合要求或在n个周期内出现一次被考察的码元不符合要求，则推迟一位考察下一个接收码元。直至找到符合要求的码元并保持连续n个周期都符合为止；这时捕捉态转为保持态。,在保持态，同步电路仍然要不断考察同步码是否正确，但是为了防止考察时因噪声偶然发生一次错误而导致错认为失去同步，一般可以规定在连续n个周期内发生m次(m n)考察错误才认为是失去同步。这种措施称为同步保护。在下图中画出了上述方法的流程图。,2、存储检测法先将接收码元序列存在计算机的RAM中，再进行检验。下图画出了一个RAM的示意图，它按先进先出(FIFO)的原理工作：,图中画出的存储容量为40 b，相当于5帧信息码元长度，每帧长8 b，其中包括1 b同步码。在每个方格中，上部阴影区内的数字是码元的编号，下部的数字是码元的取值“1”或“0”，而“x”代表任意值。编号为“01”的码元最先进入RAM，编号“40”的码元为当前进入RAM的码元。每当进入1比特时，立即检验最右列存储位置中的码元是否符合同步序列的规律（例如，“10”交替）。按照图示，相当只连续检验了5个周期。若它们都符合同步序列的规律，则判定新进入的码元为同步码元。若不完全符合，则在下1比特进入时继续检验。,实际应用的方案中，这种方案需要连续检验的帧数和时间可能较长。例如在单路数字电话系统中，每帧长度可能有50多比特，而检验帧数可能有数十帧。这种方法也需要加用同步保护措施。它的原理与第一种方法中的类似。,四、群同步性能1、主要性能指标：假同步概率Pf：当捕捉时同步系统将错误的同步位置当作正确的同步位置捕捉到。产生假同步的主要原因是由于噪声的影响使信息码元错成同步码元。漏同步概率Pl：同步系统将正确的同步位置漏过而没有捕捉到。漏同步的主要原因是噪声的影响，使正确的同步码元变成错误的码元。,2、漏同步概率的计算：设接收码元错误概率为p，需检验的同步码元数为n，检验时容许错误的最大码元数为m，则未漏判定为同步码的概率等于式中，Cnr为n中取r的组合数。所以，漏同步概率等于当不允许有错误时，即设定m=0时，则上式变为上式就是不允许有错同步码时漏同步的概率。,3、假同步概率的计算 假设信息码元是等概率的，即其中“1”和“0”的先验概率相等；并且假设假同步完全是由于某个信息码组被误认为是同步码组造成的。同步码组长度为n，所以n位的信息码组有2n种排列。它被错当成同步码组的概率和容许错误码元数m有关。若不容许有错码，即m=0，则只有一种可能，即信息码组中的每个码元恰好都和同步码元相同。若m=1，则有Cn1种可能将信息码组误认为是同步码组。因此假同步的总概率为,式中，分母2n是全部可能出现的信息码组数。,4、比较比较漏同步和假同步公式可见，当判定条件放宽时，即m增大时，漏同步概率减小，但假同步概率增大。设计时需折中考虑。5、平均建立时间：从开始捕捉转变到保持态所需的时间。现以集中插入法为例进行计算。假设漏同步和假同步都不发生，则由于在一个群同步周期内一定会有一次同步码组出现。所以按照上流程图捕捉同步码组时，最长需要等待一个周期的时间，最短则不需等待，立即捕到。平均而言，需要等待半个周期的时间。,设N为每群的码元数目，其中群同步码元数目为n，T为码元持续时间，则一群的时间为NT，它就是捕捉到同步码组需要的最长时间；而平均捕捉时间为NT/2。若考虑到出现一次漏同步或假同步大约需要多用NT的时间才能捕获到同步码组，故这时的群同步平均建立时间