文元美现代通信原理课件第9章新模拟信号数字化.ppt
2023/8/15,课件,1,广东工业大学信息工程学院文 元 美现代通信原理,2023/8/15,课件,2,一 语声信号编码的基本概念及分类二 抽样定理及其证明三 脉冲调制四 脉冲编码调制（PCM）五 增量调制（DM）六 自适应差分编码调制七 子带编码八 参量编码,2023/8/15,课件,3,1 语声信号编码的概念 数字通信系统中，信息源除来自一些数字终端外，还有语音和图象这类模拟信号。模拟信号的数字化也称为信源编码。信源编码的目的：（1）将信号变为适合数字通信系统传输和处理的数字信号形式，即对模拟信源进行模/数转换(A/D转换)。（2）通过信源编码提高通信系统的有效性。对语音信源实现数字化称为语音编码，也称为语声编码。2 语声信号编码的分类 语音编码可以分为无损语音编码和有损语音编码两大类。语声编码技术可以分为波形编码和参量编码两类。,一 语声信号编码的基本概念及分类,2023/8/15,课件,4,2023/8/15,课件,5,二 抽样定理及其证明,1 低通抽样定理一个频带限制在(0，fH)内的时间连续信号 x(t)，如果以大于或等于 2fH 的频率对它进行等间隔理想抽样，也就是 fS2fH(fS为抽样频谱)，则x(t)将被所得到的抽样值 xs(t)完全确定。,2023/8/15,课件,6,时域,频域,抽样物理过程,2023/8/15,课件,7,抽样定理演示,2 抽样定理的证明,2023/8/15,课件,8,理想抽样时域与频域波形图,2023/8/15,课件,9,几点结论：（1）抽样后的信号频谱Xs()是 原模拟信号频谱X()在(-，+)频带范围内的周期性重复，重复周期为s，称此现象为频谱的周期延拓。（2）其中n=0的频谱就是原模拟信号频谱X()。（3）要想恢复X()，只需在接收端加一个带宽为fH的理想低通滤波器即可。,2023/8/15,课件,10,3 抽样信号的恢复,2023/8/15,课件,11,2023/8/15,课件,12,取样函数的强度即构成包络。,2023/8/15,课件,13,4 自然抽样,自然抽样原理框图,2023/8/15,课件,14,自然抽样波形及频谱,2023/8/15,课件,15,自然抽样与理想抽样的频谱比较可以看出:(1)自然抽样信号的频谱Xs()是X()以2H 作周期延拓，而Xs()的幅值包络是按sinc函数随频率增大而下降。(2)其中n0的一项为(/Ts)X(),与原模拟信号X()只差一个比例常数(/Ts)，因而可以用截止频率为fH 的低通滤波器从Xs()滤出X()，从而恢复原模拟信源信号x(t)。,2023/8/15,课件,16,5 平顶抽样,2023/8/15,课件,17,平顶抽样不能直接通过低通滤波器恢复x(t)，因为平顶抽样信号频谱中的每一项均受H()加权，而H()是的函数，如果直接通过低通滤波器，得到的信号频谱是H()X()/TS，必然存在失真。,平顶抽样信号解调原理框图,2023/8/15,课件,18,平顶抽样和保持电路,2023/8/15,课件,19,理想抽样、自然抽样和平顶抽样，它们的共同点是抽样频谱必须大于或等于模拟信号最高频率的两倍，即fS2fH。抽样频率fS 越高越有利于接收端提取信号，但fS 太大会减小抽样间隔，这对时分复用不利。此外，抽样脉冲宽度较窄对信号的频谱影响小，但会增大带宽，故对和fS 要兼顾考虑。,2023/8/15,课件,20,三 脉冲调制,脉冲调制方式,2023/8/15,课件,21,四 脉冲编码调制（PCM）,1、量化,量化物理过程,2023/8/15,课件,22,两种常用的均匀量化特性,均匀量化,2023/8/15,课件,23,设输入模拟信号x概率密度函数是fx(x)，x的取值范围为(a,b)，且设不会出现过载量化，则量化误差功率Nq为,其中Q 为量化电平数，mi为第i个电平，可表示为mi=(xi-1+xi)/2(i=1,2,Q)，xi为第i个量化间隔的终点，可表示为xi=a+i。,2023/8/15,课件,24,一般来说，量化电平数Q 很大，很小，因而可认为在量化间隔内fx(x)不变，以pi表示，且假设各层之间量化噪声相互独立，则Nq表示为,2023/8/15,课件,25,量化信号功率Sq,2023/8/15,课件,26,均匀量化的缺点：均匀量化时其量化信噪比随信号电平的减小而下降。产生这一现象的原因就是均匀量化时的量化级间隔为固定值，而量化误差不管输入信号的大小均在(-/2,/2)内变化。故大信号时量化信噪比大，小信号时量化信噪比小。对于语音信号来说，小信号出现的概率要大于大信号出现的概率，这就使平均信噪比下降。同时，为了满足一定的信噪比输出要求，输入信号应有一定范围(即动态范围)，由于小信号信噪比明显下降，也使输入信号范围减小。要改善小信号量化信噪比，可以采用量化间隔非均匀的方法，即非均匀量化。,2023/8/15,课件,27,非均匀量化,非均匀量化原理,2023/8/15,课件,28,1)律与A律压缩特性律和A律归一化压缩特性表示式分别为律：,A律：,2023/8/15,课件,29,2)数字压扩技术(1)数字压扩技术。这是一种通过大量的数字电路形成若干段折线，并用这些折线来近似A律或律压扩特性，从而达到压扩目的的方法。有两种常用的数字压扩技术：一种是13折线A律压扩，它的特性近似A=87.6的A律压扩特性。另一种是15折线律压扩，其特性近似=255的律压扩特性。CCITT建议G.711规定上述两种折线近似压缩律为国际标准，且在国际间数字系统相互联接时，要以A律为标准。因此这里仅介绍13折线A律压缩特性。,2023/8/15,课件,30,(2)13折线A律的产生 设在直角坐标系中，x轴和y轴分别表示输入信号和输出信号，并假定输入信号和输出信号的最大取值范围都是+1至-1，即都是归一化的。把x轴的区间(0，1)不均匀地分成8段，分段的规律是每次1/2取段，直至分成8段为止。上述8段之中，每一段都要再均匀地分成16等份，每一等份就是一个量化级。,2023/8/15,课件,31,可见，用这种分段方法就可对输入信号形成一种不均匀量化分级，它对小信号分得细，最小量化级(第一、二段的量化级)为(1/128)(1/16)=1/2048，对大信号的量化级分得粗，最大量化级为1/(216)=1/32。一般最小量化级为一个量化单位，用表示，可以计算出输入信号的取值范围0至1总共被划分为2048。,2023/8/15,课件,32,x轴分成不均匀8段示意图,2023/8/15,课件,33,对y轴也分成8段，不过是均匀地分成8段。y轴的每一段又均匀地分成16等份，每一等份就是一个量化级。于是y轴的区间(0，1)就被分为128个均匀量化级，每个量化级均为1/128。将x轴的8段和y轴的8段各相应段的交点连接起来，于是就得到由8段直线组成的折线。由于y轴是均匀分为8段的，每段长度为1/8，而x轴是不均匀分成8段的，每段长度不同，因此，可分别求出8段直线线段的斜率。,2023/8/15,课件,34,2023/8/15,课件,35,13折线,2023/8/15,课件,36,2023/8/15,课件,37,A=87.6与 13 折线压缩特性的比较,2023/8/15,课件,38,2 编码和译码,（1）编码原理,4位二进制码码型,2023/8/15,课件,39,编码器的任务是根据输入的样值脉冲编出相应的8位二进制代码。实现编码的具体方法和电路很多，如有低速编码和高速编码、线性编码和非线性编码；逐次比较型、级联型和混合型编码器。这里只讨论目前常用的逐次比较型编码器原理。除第一位极性码外，其他7位二进制代码是通过类似天平称重物的过程来逐次比较确定的。,2023/8/15,课件,40,码位的安排：目前国际上普遍采用8位非线性编码。例如PCM 30/32路终端机中最大输入信号幅度对应4096个量化单位(最小的量化间隔称为一个量化单位)，在4096单位的输入幅度范围内，被分成256个量化级，因此须用8位码表示每一个量化级。用于13折线A律特性的8位非线性编码的码组结构如下：,极性码 段落码 段内码 M1 M2 M3M4 M5M6M7M8,2023/8/15,课件,41,段落码与各段的关系,2023/8/15,课件,42,段 落 码,2023/8/15,课件,43,段 内 码,2023/8/15,课件,44,A律13折线幅度码与其对应电平,2023/8/15,课件,45,逐次比较型编码器原理图,2023/8/15,课件,46,恒流源也称11位线性解码电路或电阻网络，它用来产生各种标准电流IW。在恒流源中有数个基本的权值电流支路，其个数与量化级数有关。按A律13折线编出的7位码，需要11个基本的权值电流支路，每个支路都有一个控制开关。每次应该哪个开关接通形成比较用的标准电流IW，由前面的比较结果经变换后得到的控制信号来控制。711变换电路就是前面非均匀量化中谈到的数字压缩器。由于按A律13折线只编7位码，加至记忆电路的码也只有7位，而线性解码电路（恒流源）需要11个基本的权值电流支路，这就要求有11个控制脉冲对其控制。因此，需通过711逻辑变换电路将7位非线性码转换成11位线性码，其实质就是完成非线性和线性之间的变换。,2023/8/15,课件,47,保持电路的作用是在整个比较过程中保持输入信号的幅度不变。由于逐次比较型编码器编7位码(极性码除外)需要在一个抽样周期Ts以内完成Is与IW的7次比较，在整个比较过程中都应保持输入信号的幅度不变，因此要求将样值脉冲展宽并保持。这在实际中要用平顶抽样，通常由抽样保持电路实现。附带指出，原理上讲模拟信号数字化的过程是抽样、量化以后才进行编码。但实际上量化是在编码过程中完成的，也就是说，编码器本身包含了量化和编码的两个功能。下面我们通过一个例子来说明编码过程。,2023/8/15,课件,48,例 已知抽样值为+635，要求按13折线A律编出8位码。,2023/8/15,课件,49,2023/8/15,课件,50,A律13折线非线性码与线性码间的关系,2023/8/15,课件,51,（2）PCM信号的码元速率和带宽 由于PCM要用k位二进制代码表示一个抽样值，因此传输它需要的信道带宽将比信号x(t)的带宽大得多。a)码元速率 设x(t)为低通信号，最高频率为fx，抽样速率fs2fx，如果量化电平数为Q，采用M进制代码，每个量化电平需要的代码数为 k=logMQ,因此码元速率为kfs。一般采用二进制代码，M=2,k=lbQ，则fb=fslbQ。,2023/8/15,课件,52,b)传输PCM信号所需的最小带宽。抽样速率的最小值fs=2fx，因此最小码元传输速率为fb=2fxk，此时所具有的带宽有两种：,(理想低通传输),(升余弦传输),以常用的k=8，fs=8 kHz为例，采用升余弦传输特性BPCM=88000=64 kHz，显然比直接传输模拟信号的带宽(4kHz)要大得多。,2023/8/15,课件,53,(3)译码原理,13折线(律)译码器方框图,2023/8/15,课件,54,(4)PCM单片编译码器,几种典型的PCM编、译码芯片,2023/8/15,课件,55,29C14 PCM编译码器,2023/8/15,课件,56,目前，国内外单路编译码器的应用和开发主要有以下4个方面：(1)传输系统的音频终端设备，如各种容量的数字终端机(基群、子群)和复用转换设备；(2)用户环路系统和数字交换机的用户系统、用户集线器等；(3)用户终端设备如数字电话机；(4)综合业务数字网的用户终端。,2023/8/15,课件,57,单路编译码器在数字变换用户级中的应用,2023/8/15,课件,58,在电路连接上应注意以下几点：(1)电源的去耦和滤波应良好；(2)接地良好，元器件之间的导线应尽可能短，地线在印刷板上的宽度要尽可能宽；(3)尽量减少模拟和数字信号间的交叉耦合；(4)模拟地与数字地应分开连接；(5)切忌带电操作，包括烙铁自身带电。,2023/8/15,课件,59,1)极限工作参数,MK5156主要极限参数,2023/8/15,课件,60,2)直流工作参数,(1)抽样和未抽样时的模拟输入电阻；(2)模拟输入电容和输入偏移电压；(3)模拟输出电阻、电容；(4)当输入逻辑低电平和高电平时的输入电流；(5)数字输出电容和漏电流；(6)数字输出的高电位和低电位；(7)正负电源和电流(包括正负参考电源和电流)；(8)功耗。,2023/8/15,课件,61,当编译码器和收、发滤波器集成在一个芯片上时，直流参数一般包括：(1)高电平和低电平时的输入电流；(2)输入的高、低电压；(3)输出的高、低电压；(4)正、负电源电流；(5)功耗。,2023/8/15,课件,62,该参数表明单路编译码器有信号输入时各部分电路的工作性能。主要包括以下8项指标：(1)增益随温度和电源的变化；(2)数字毫瓦响应；(3)模拟最大输出电平；(4)信噪比；(5)增益电平特性；(6)空闲信道噪声；(7)抽样和滤波噪声；(8)谐波衰减。,3)交流工作参数,2023/8/15,课件,63,PCM系统抗噪性能,PCM系统接收端，低通滤波器输出的模拟信号可以表示为：x(t)为所需的信号分量，nq(t)为由量化噪声引起的输出噪声，其功率为Nq；ne(t)为由信道加性噪声引起的输出噪声，其功率为Ne。可见PCM系统涉及两种噪声：量化噪声和信道加性噪声。系统输出端总的信噪比定义为：,2023/8/15,课件,64,量化信噪功率比,在均匀量化情况下，信号x(t)的概率密度函数在(-a，+a)区域内均匀分布时，其信号功率 Nq2/12。又因为2a/Q，则，因此得量化信噪比为,非线性编码的量化信噪比要比线性编码的量化信噪比高。,2023/8/15,课件,65,误码信噪功率比,假设加性噪声为高斯白噪声的情况下，每一个码组中出现的误码可以认为是相互独立的，设每个码元的误码率均为Pe。考虑到每个码组中出现多于一位误码的概率很低，所以通常只需考虑每个码组仅有一位误码的情况。由于码组的码型不同，且码组中各位的权值不同，因此，误差的大小取决于误码发生在码组中的哪一位。以k位自然二进制为例，仅考虑信道加性噪声时，PCM系统的输出信噪功率比为 如果码组的码型是折叠二进制码，同理可得仅考虑信道加性噪声时的PCM系统的输出信噪功率比为,2023/8/15,课件,66,系统输出端总的信噪比,(自然二进制码型),(折叠二进制码型),2023/8/15,课件,67,五 增量调制(D),一 简单增量调制,1.编码的基本思想 假设一个模拟信号x(t)(为作图方便起见，令x(t)0)，我们可以用一时间间隔为t，幅度差为的阶梯波形x(t)去逼近它，如图示。只要t足够小，即抽样频率 fs=1/t足够高，且足够小，则x(t)可以相当近似于x(t)。我们把称作量阶，t=Ts称为抽样间隔。,2023/8/15,课件,68,用阶梯或锯齿波逼近模拟信号,2023/8/15,课件,69,2.译码的基本思想,简单M译码原理图,2023/8/15,课件,70,3.简单增量调制系统框图,M系统原理框图,2023/8/15,课件,71,(1)放大和限幅电路。相减器在这里用多级放大和限幅电路代替，放大器输入端加上x(t)和-x0(t)，起到相减的作用，经过放大e(t)=kx(t)-x0(t)；为了判决器更好工作，e(t)经放大限幅变成正负极性电压，只要x(t)-x0(t)0，d点为一较大的近似固定的正电平，反之x(t)-x0(t)0，d点为一较大的近似固定的负电压。下图画出了a、b、c、d各点的波形。,2023/8/15,课件,72,简单增量调制各点波形x(t)，x0(t)的波形；-x0(t)的波形(即b,g点的波形)；(c)e(t)的波形(即c点的波形)；(d)d点的波形；(e)定时脉冲；(f)e点的波形；(g)f点的波形,2023/8/15,课件,73,(2)定时判决电路。它由D触发器和定时取样脉冲完成判决任务。定时取样脉冲是间隔为Ts的窄脉冲，在定时脉冲作用时刻，d点电压为正，触发器呈高电位，相当于1码，反之d点为负，触发器呈低电位，相当于0码。e点波形(即p(t)如图3-26(f)所示它是单极性的。1码的高电位一般约为几伏；0码时是低电位，一般为零点几伏。p(t)作为M信号可直接送到线路上传输，或者经过极性变换电路变为双极性码后再传输，此外，p(t)送到本地译码器产生-x0(t)。,2023/8/15,课件,74,(3)本地译码器。它由码型变换和反相放大、积分器和射极跟随器等3部分组成。由于p(t)是单极性的，因此加到积分器前一定要变为双极性信号，这就是需要码型变换的原因。反向放大一方面把双极性信号放大，另一方面使它反相，这样经积分就得-x0(t)。积分器一般用时间常数较大的RC充放电电路，这样可以得到近似锯齿波的斜变电压。积分器后面的射极器是把积分器和放大器分开，保证积分器输出端有较高的阻抗。f点g点的波形也在简单增量调制各点波形图中。g点和b点波形是一样的。积分器的时间常数RC选得越大，充电放电的直线线性越好，但RC太大时，在Ts时间内上升(或下降)的量阶越小，一般选择在(1530)Ts比较合适。,2023/8/15,课件,75,(4)解调器。解调器也是收端译码器。当收到后经码型变换和整形及积分器得到，再通过低通滤去量化误差的高频成份，恢复出。和p(t)的区别是经过信道传输有误码，和x0(t)的区别是误码造成的。经过低通后得到的不但包含量化误差，还包含误码所产生的失真。,2023/8/15,课件,76,4.简单M调制的带宽 从编码的基本思想知道，每抽样一次，传输一个二进制码元，因此码元传输速率为fb=fs，从而M调制带宽BM=fs=fb(Hz)。,2023/8/15,课件,77,5 增量调制的过载特性与编码的动态范围,增量调制系统的量化误差,(1)一般量化误差。,量化过程中，当本地译码器为积分器时，量化误差e(t)=x(t)-x0(t)是一个随机过程，如图简单增量调制各点波形所示，它总在-到范围内变化，这种误差称为一般量化误差。,2023/8/15,课件,78,过载时波形,(2)过载量化误差。,2023/8/15,课件,79,发生过载现象时，量化信噪比急剧恶化，实际应用中要防止出现过载现象。由于x(t)变化的速率表现在它的斜率上，积分器充放电的速率也表现在它的斜率上，因此防止过载的办法是让斜变电压斜率绝对值/Ts大于或等于信号最大斜率的绝对值，即,或,2023/8/15,课件,80,过载特性 设本地译码器为简单RC回路，输入端所加双极性信号电压绝对值为E，则在Ts=t时间内充放电变化的高度即为，可以算出,2023/8/15,课件,81,动态范围,设在t0时刻,则判决器输出p(t)在t0时刻由0变为1。在t0之后，x0(t)将在-/2基础上产生一正斜变电压，到t1时刻上升到/2。此时e(t1)0，p(t)输出0码。x0(t)在t1之后将在/2基础上产生一负斜变电压，到t2时刻，x0(t)又下降到/2。此时e(t2)0，p(t)又输出1码。x0(t)则为三角波，幅度为/2。,2023/8/15,课件,82,如果输入信号x(t)为一正弦信号,则当x(t)振幅小于/2时，p(t)仍为正、负极性相同的周期性方波，只有当x(t)振幅超过/2时，p(t)才会受x(t)的影响，从而改变输出码序列。所以，开始编码正弦信号振幅Amin为,2023/8/15,课件,83,2023/8/15,课件,84,6 增量调制的抗噪声性能,量化信噪比 一般量化噪声的幅度总在(-，)内，若在此区域内量化噪声为均匀分布，则未经过低通滤波器的噪声功率为,它与信号幅度无关。经过低通(设其截止频率为fL)滤波器后的噪声功率应为,2023/8/15,课件,85,设信号工作于临界状态，则对于频率为fk的正弦信号来说，信号功率 为最大值。把Amax=(fs)/k代入S0得,因而得最大量化信噪比为,2023/8/15,课件,86,用分贝表示,由于语音信号幅度是变化的，当信号幅度小于Amax时，信噪比将下降。设信号幅度为A，则有,2023/8/15,课件,87,误码信噪比,其中f1为低通滤波器低端截止频率，pe为系统误码率，把Ne代入误码信噪比S0/Ne中得,总信噪比为,2023/8/15,课件,88,PCM与M系统性能比较,忽略pe的PCM与M比较,2023/8/15,课件,89,二、改进型增量调制,-的工作波形,1.总和增量调制(-)1)-的工作原理,2023/8/15,课件,90,2)-的方框图,-调制系统方框图,2023/8/15,课件,91,3)-调制的特点 M调制代码反映着相邻两个抽样值变化量的正负，这个变化量就是增量，因此称为增量调制。增量又有微分的含义，因此增量调制又称为微分调制。二进制代码携带输入信号增量信息，或者说携带输入信号微分信息，故而这种信息将恢复成输入信号，只需对代码积分即可。-调制的代码就不同了，因为信号先积分，再进行M调制。这样-代码携带的是信号积分后的微分信息，由于微、积分相互抵消，因此-代码携带的是输入信号的振幅信息。此时收端只要加一个滤除外噪声的低通滤波器即可恢复传输信号了。,2023/8/15,课件,92,从过载特性看，前面已得到M调制的Amax为,它与fk有关，Amax随信号频率fk增大而减小，此时信噪比也将减小。而-调制中，由于先对信号进行积分，再进行M调制，因此有,2023/8/15,课件,93,S0/Nq、S0/Ne与fk的关系曲线,2023/8/15,课件,94,S0/Nq、S0/Ne与fk的关系曲线,2023/8/15,课件,95,2.数字音节压扩自适应增量调制,1)自适应增量调制(ADM)的基本概念 自适应增量调制是量阶自动跟随信号幅度大小变化的调制，具体地说是当大信号时，增大量阶，小信号时，减小量阶。对于ADM调制，大信号时增大，Amax也增大，小信号时减小，Amin也减小，这就使编码动态范围增大。此外对于M调制，小信号时，由于固定不变，量化信噪比比较低，采用ADM调制时，小信号小，使量化噪声减小，从而提高小信号量化信噪比。这种提高小信号量化信噪比的方法与PCM利用压扩技术实现非均匀量化提高小信号量化信噪比是类似的。,2023/8/15,课件,96,(1)提取控制电压的两种方法。一种是前向控制，即控制电压直接从输入信号x(t)中提取话音信号的斜率，从而控制，使斜率大时增大；反之斜率小时减小。这种方法需把控制电压与调制后的代码同时传输到接收端，以便收端译码器对量阶进行调整，故这种方法目前很少应用。另一种是后向控制，控制信息从信码中提取，因此不需专门把控制电压从发端送到收端，这种方法目前用得最多。,2023/8/15,课件,97,(2)控制变化的两种方法。一种是瞬时压扩式，另一种是音节压扩式。瞬时压扩式的随信号斜率瞬时变化，这种方法实现起来比较困难。另一种是在一段时间内取平均斜率来控制的变化。其中用得最多的适合于话音信号的是音节压扩式。音节压扩式是用话音信号一个音节时间内的平均斜率来控制的变化。即在一个音节内保持不变，而不同音节内是变化的。音节是指话音信号包络变化的一个周期。经大量统计后，这个周期一般约为10 ms。,2023/8/15,课件,98,2)数字音节压扩增量调制系统方框图,2023/8/15,课件,99,3.数字音节压扩-调制,2023/8/15,课件,100,4.脉码增量调制(DPCM),1)DPCM方框图,DPCM系统方框图,2023/8/15,课件,101,2)DPCM的性能特点 实验表明，经过DPCM调制后的信号，其传输的比特率比起PCM来说大大地压缩了。例如，对于有较好图像质量的情况，每一抽样值只需4比特就够了。此外，在相同比特速率条件下，则DPCM比PCM信噪比可改善1417 dB。与M相比，由于它增多了量化级，因此在改善量化噪声方面优于M调制。DPCM的缺点是易受到传输线路噪声的干扰，在抑制信道噪声方面不如M。,2023/8/15,课件,102,5.自适应脉码增量调制(ADPCM),1)自适应量化 DPCM与M的区别在于M是用一位二进制码表示差值e(t)，而DPCM是用一组二进制码去表示e(t)。自适应量化的基本思想是让量化阶距(量化电平范围)、分层电平能够自适应于量化器输入的e(t)的变化，从而使量化误差最小。现有的自适应量化方案有两类：一类是其量化阶距由输入信号本身估值，这种方案称为前馈(向)自适应量化器。另一类是其阶距根据量化器输出来进行自适应调整，或等效地用输出编码信号进行自适应调整，这类自适应量化方案称为反馈(后向)自适应量化器。,2023/8/15,课件,103,2)自适应预测,在自适应预测中采用了两项措施：增加用于预测的过去样值的数量；使分配给过去每一个样值的加权系数是可调的。自适应预测也有前馈型和反馈型两种。,2023/8/15,课件,104,兼有预测、量化自适应的ADPCM原理方框图(后向型),2023/8/15,课件,105,MC3518内部组成,2023/8/15,课件,106,MC3518M编解码应用举例,2023/8/15,课件,107,六 时分复用与数字复接原理,1 PAM时分复用原理,3路时分复用方框图,2023/8/15,课件,108,3 路时分复用波形(a)第 1 路；(b)第 2 路；(c)第 3 路；(d)3路合成的波形,2023/8/15,课件,109,2 时分复用的PCM系统,TDMPCM方框图,2023/8/15,课件,110,3 PCM 30/32路典型终端设备介绍,1）基本特性话路数目：30。抽样频率：8 kHz。压扩特性：A=87.6/13折线压扩律，编码位数k=8，采用逐次比较型编码器，其输出为折叠二进制码。每帧时隙数：32。总数码率：8328 000=2 048 kb/s。,2023/8/15,课件,111,2）帧与复帧结构,帧与复帧结构,2023/8/15,课件,112,(1)时隙分配。在PCM 30/32路的制式中，抽样周期为1/8 000=125 s，它被称为一个帧周期，即125 s为一帧。一帧内要时分复用32路，每路占用的时隙为125/32=3.9 s，称为一个时隙。因此一帧有32个时隙，按顺序编号为TS0、TS1、TS31。时隙的使用分配为 TS1TS15,TS17TS31为30个话路时隙。TS0为帧同步码，监视码时隙。TS16为信令(振铃、占线、摘机等各种标志信号)时隙。,2023/8/15,课件,113,(2)话路比特的安排。每个话路时隙内要将样值编为8位二元码，每个码元占3.9 s/8=488 ns，称为一比特，编号为18。第1比特为极性码，第24比特为段落码，第58比特为段内码。(3)TS0时隙比特分配。为了使收发两端严格同步，每帧都要传送一组特定标志的帧同步码组或监视码组。帧同步码组为“0011011”，占用偶帧TS0的第28码位。第1比特供国际通信用，不使用时发送“1”码。奇帧比特分配为第3位为帧失步告警用，以A1表示。同步时送“0”码，失步时送“1”码。为避免奇帧TS0的第28码位出现假同步码组，第2位码规定为监视码，固定为“1”，第48位码为国内通信用，目前暂定为“1”。,2023/8/15,课件,114,(4)TS16时隙的比特分配。若将TS16时隙的码位按时间顺序分配给各话路传送信令，需要用16帧组成一个复帧，分别用F0、F1、F15表示，复帧周期为2ms，复帧频率为500 Hz。复帧中各子帧的TS16分配为 F0帧：14码位传送复帧同步信号“0000”；第6码位传送复帧失步对局告警信号A2，同步为“0”，失 步为“1”。5、7、8码位传送“1”码。F1F15各帧的TS16前4比特传115话路信令信号，后4比特传1630话路的信令信号。,2023/8/15,课件,115,3）PCM 30/32路设备方框图,2023/8/15,课件,116,单路编译码片构成的PCM30/32路方框图,2023/8/15,课件,117,4 数字复接技术,1）数字复接设备方框图,2023/8/15,课件,118,2）复接等级和速率系列,2023/8/15,课件,119,3）正码速调整,异步复接二次群帧结构,2023/8/15,课件,120,正码速调整原理,2023/8/15,课件,121,4）光纤通信同步数字系列简介,随着电信网的发展和用户要求的提高，光纤通信中的传统准同步(PDH)系统暴露出一些固有的弱点，即：(1)欧洲、北美和日本等国规定话音信号编码率各不相同，这就给国际间互通造成困难。(2)没有世界性的标准光接口规范，导致各厂家自行开发的专用接口(包括码型)在光路上无法实现互通。(3)低速支路信号不能直接接入高速信号通路上去，例如目前低速支路多数采用准同步复接，而且大多数采用正码速调整来形成高速信号，结果结构复杂。(4)系统运营、管理与维护能力受到限制。,2023/8/15,课件,122,SDH是由一些网络单元(例如终端复用器TM、同步数字交叉连接设备SDXC等)组成的，在光纤上进行同步信息传输、复用和交叉连接的网络，其关键是(1)具有全世界统一的网络节点接口(NNI)。(2)有一套标准化的信息结构等级，称为同步传输模块(STM-1,STM-4和STM-16)。(3)帧结构为页面式，具有丰富的用于维护管理的比特。(4)所有网络单元都有标准光接口。,2023/8/15,课件,123,(5)有一套灵活的复用结构和指针调整技术，允许现有的准同步数字体系、同步数字体系和B-ISDN信号都能进入其帧结构，因而具有广泛的适应性。(6)大量采用软件进行网络配置和控制，使得功能开发、性能改变较为方便，适应将来的不断发展。,2023/8/15,课件,124,分插信号流图的比较,
