《雷达作用距离》PPT课件.ppt

第 5 章 雷达作用距离,5.1 雷达方程 5.2 显小可检测信号 5.3 脉冲积累对检测性能的改善 5.4 目标截面积及其起伏特性 5.5 系统损耗 5.6 传播过程中各种因素的影响 5.7 雷达方程的几种形式,5.1.1 基本雷达方程,5.1 雷 达 方 程,设雷达发射功率为Pt,雷达天线的增益为Gt,则在自由空间工作时,距雷达天线R远的目标处的功率密度S1为,(5.1.1),目标受到发射电磁波的照射,因其散射特性而将产生散射回波。散射功率的大小显然和目标所在点的发射功率密度S1以及目标的特性有关。用目标的散射截面积(其量纲是面积)来表征其散射特性。若假定目标可将接收到的功率无损耗地辐射出来,则可得到由目标散射的功率(二次辐射功率)为,(5.1.2),由天线理论知道,天线增益和有效面积A之间有以下关系:,式中为所用波长,则接收回波功率可写成如下形式:,由式(5.1.4)(5.1.6)可看出,接收的回波功率Pr反比于目标与雷达站间的距离R四次方,这是因为一次雷达中,反射功率经过往返双倍的距离路程,能量衰减很大。接收到的功率Pr必须超过最小可检测信号功率Si min,雷达才能可靠地发现目标,当Pr正好等于Si min时,就可得到雷达检测该目标的最大作用距离Rmax。因为超过这个距离,接收的信号功率Pr进一步减小,就不能可靠地检测到该目标。它们的关系式可以表达为,(5.1.7),或,(5.1.8),(5.1.9),式(5.1.8)、(5.1.9)是雷达距离方程的两种基本形式,它表明了作用距离Rmax和雷达参数以及目标特性间的关系。,雷达方程虽然给出了作用距离和各参数间的定量关系,但因未考虑设备实际损耗和环境因素,而且方程中还有两个不可能准确预定的量:目标有效反射面积和最小可检测信号Si min,因此它常用来作为一个估算的公式,考察雷达各参数对作用距离影响的程度。,雷达总是在噪声和其它干扰背景下检测目标的,再加上复杂目标的回波信号本身也是起伏的，故接收机输出的是随机量。雷达作用距离也不是一个确定值而是统计值,对于某雷达来讲,不能简单地说它的作用距离是多少,通常只在概率意义上讲,当虚警概率(例如10-6)和发现概率(例如90%)给定时的作用距离是多大。,5.1.2 目标的雷达截面积(RCS)雷达是通过目标的二次散射功率来发现目标的。为了描述目标的后向散射特性,在雷达方程的推导过程中,定义了“点”目标的雷达截面积,如式(5.1.2)所示,P2=S1其中，P2为目标散射的总功率,S1为照射的功率密度。雷达截面积又可写为,立体角相关概念,一个锥面所围成的空间部分称为“立体角”。在平面上定义一段弧微分S与其矢量半径r的比值为其对应的圆心角记作d=ds/r；所以整个圆周对应的圆心角就是2；立体角是以锥的顶点为心，半径为1的球面被锥面所截得的面积来度量的，度量单位称为“立体弧度”。与圆心角定义类似，定义立体角为曲面上面积微元ds与其矢量半径的二次方的比值为此面微元对应的立体角记作d=ds/r2；则闭合球面立体角是4。,由于二次散射,因而在雷达接收点处单位立体角内的散射功率P为,据此,又可定义雷达截面积为,所以定义为：在远场条件(平面波照射的条件)下,目标处每单位入射功率密度在接收机处每单位立体角内产生的反射功率乘以4。,(5.1.10),为了进一步了解的意义,我们按照定义来考虑一个具有良好导电性能的各向同性的球体截面积。设目标处入射功率密度为S1,球目标的几何投影面积为A1,则目标所截获的功率为S1A1。由于该球是导电良好且各向同性的,因而它将截获的功率S1A1全部均匀地辐射到4立体角内,根据式(5.1.10)，可定义,(5.1.11),式(5.1.11)表明,导电性能良好各向同性的球体,它的截面积i等于该球体的几何投影面积。这就是说,任何一个反射体的截面积都可以想像成一个具有各向同性的等效球体的截面积。,“等效”是指该球体在接收机方向每单位立体角所产生的功率与实际目标散射体所产生的相同,从而将雷达截面积理解为一个等效的无耗各向均匀反射体的截获面积(投影面积)。因为实际目标外形复杂,它的后向散射特性是各部分散射的矢量合成,因而不同的照射方向有不同的雷达截面积值。,除了后向散射特性外,有时需要测量和计算目标在其它方向的散射功率,例如双基地雷达工作时的情况。可以按照同样的概念和方法来定义目标的双基地雷达截面积b。对复杂目标来讲,b不仅与发射时的照射方向有关,而且还取决于接收时的散射方向。,图5.1 目标的散射特性,5.2 最小可检测信号,5.2.1 最小可检测信噪比典型的雷达接收机和信号处理框图如图5.2所示,一般把检波器以前(中频放大器输出)的部分视为线性的,中频滤波器的特性近似匹配滤波器,从而使中放输出端的信号噪声比达到最大。,图5.2 接收信号处理框图,接收机的噪声系数Fn定义为,T0为标准室温,一般取为290K。,输出噪声功率通常是在接收机检波器之前测量。大多数接收机中,噪声带宽Bn由中放决定,其数值与中频的3dB带宽相接近。理想接收机的输入噪声功率Ni为,故噪声系数Fn亦可写成,(5.2.1),对常用雷达波形来说,信号功率是一个容易理解和测量的参数,但现代雷达多采用复杂的信号波形,波形所包含的信号能量往往是接收信号可检测性的一个更合适的度量。例如，匹配滤波器输出端的最大信噪功率比等于Er/No,其中Er为接收信号的能量,No为接收机均匀噪声谱的功率谱密度,在这里以接收信号能量Er来表示信号噪声功率比值。,从一个简单的矩形脉冲波形来看：若其宽度为、信号功率为S,则接收信号能量Er=S;噪声功率N和噪声功率谱密度No之间的关系为N=NoBn。Bn为接收机噪声带宽,一般情况下可认为Bn1/。这样可得到信号噪声功率比的表达式如下:,(5.2.4),因此该检测信号所需的最小输出信噪比为,在早期雷达中,通常都用各类显示器来观察和检测目标信号,所以称所需的(S/N)o min为识别系数或可见度因子M。而多数现代雷达则采用建立在统计检测理论基础上的统计判决方法来实现信号检测,在这种情况下,检测目标信号所需的最小输出信噪比称之为检测因子Do较合适,即,(5.2.5),Do是在接收机匹配滤波器输出端(检波器输入端)测量的信号噪声功率比值,如图5.2所示。检测因子Do就是满足所需检测性能(以检测概率Pd和虚警概率Pfa表征)时,在检波器输入端单个脉冲所需要达到的最小信号噪声功率比值。将(5.2.3)式代入(5.1.8)式,(5.1.9)式即可获得用(S/N)o min表示的距离方程,(5.2.6),当用(5.2.4)式的方式,用信号能量,代替脉冲功率Pt,用检测因子Do=(S/N)o min替换雷达距离方程(5.2.6)式时,即可得到用检测因子Do表示的雷达方程为,(5.2.7),上式中增加了带宽校正因子CB1,它表示接收机带宽失配所带来的信噪比损失,匹配时CB=1；L表示雷达各部分损耗引入的损失系数。,用检测因子Do和能量Et表示的雷达方程在使用时有以下优点:当雷达在检测目标之前有多个脉冲可以积累时,由于积累可改善信噪比,故此时检波器输入端的Do(n)值将下降。因此可表明雷达作用距离和脉冲积累数n之间的简明关系,可计算和绘制出标准曲线供查用。用能量表示的雷达方程适用于当雷达使用各种复杂脉压信号的情况。只要知道脉冲功率及发射脉宽就可以用来估算作用距离而不必考虑具体的波形参数。,5.2.2 门限检测,图5.3 接收机输出典型包络,接收机噪声通常是宽频带的高斯噪声，雷达检测微弱信号的能力受到与信号能量谱占相同频带的噪声能量限制。由于噪声起伏特性，判断信号出现也是一个统计问题。所以在给定的信噪比条件下，满足一定虚警概率时的发现概率最大。,图5.3给出信号加噪声的包络特性，由于噪声的随机特性，接收机输出的包络出现起伏，检测时设置一个门限电平，如果包络电压超过门限值，则认为检测到一个目标。A点信号较强，比较好检测；但在B和C点，虽然认为检测到一个目标，但叠加了信号后，B点因为刚超过门限值，认为检测到信号，C点没有超过门限值，就会丢失目标。,检测时门限电压的高低影响以下两种错误判断的多少:(1)有信号而误判为没有信号(漏警);(2)只有噪声时误判为有信号(虚警)。应根据两种误判的影响大小来选择合适的门限。,门限检测是一种统计检测,由于信号叠加有噪声,所以总输出是一个随机量。在输出端根据输出振幅是否超过门限来判断有无目标存在,可能出现以下四种情况:,存在目标时,判为有目标,这是一种正确判断,称为发现,它的概率称为发现概率Pd;存在目标时,判为无目标,这是错误判断,称为漏报,它的概率称为漏报概率Pla;不存在目标时判为无目标,称为正确不发现,它的概率称为正确不发现概率Pan;不存在目标时判为有目标,称为虚警,这也是一种错误判断,它的概率称为虚警概率Pfa;,显然四种概率存在以下关系:,Pd+Pla=1，Pan+Pfa=1,每对概率只要知道其中一个就可以了。我们下面只讨论常用的发现概率和虚警概率。门限检测的过程可以用电子线路自动完成,也可以由观察员观察显示器来完成。当用观察员观察时,观察员自觉不自觉地在调整门限,人在雷达检测过程中的作用与观察人员的责任心、熟悉程度以及当时的情况有关。例如,如果害怕漏报目标,就会有意地降低门限,这就意味着虚警概率的提高。在另一种情况下,如果观察人员担心虚报,自然就倾向于提高门限,这样只能把比噪声大得多的信号指示为目标,从而丢失一些弱信号。操纵人员在雷达检测过程中的能力,可以用试验的方法来决定,但这种试验只是概略的。,期末考试分析题(30分)：,简述相控阵雷达与隐身飞行器相关定义与指标，并分析如何提高相控阵雷达的性能来有效探测到隐身飞行器。,5.2.3 检测性能和信噪比,1.虚警概率Pfa虚警是指没有信号而仅有噪声时,噪声电平超过门限值被误认为信号的事件。噪声超过门限的概率称虚警概率。显然,它和噪声统计特性、噪声功率以及门限电压的大小密切相关。下面定量地分析它们之间的关系。通常加到接收机中频滤波器(或中频放大器)上的噪声是宽带高斯噪声,其概率密度函数(PDF)由下式给出:,(5.2.8),此处，p(v)dv是噪声电压处于v和v+dv之间的概率；2是方差,噪声的均值为零。高斯噪声通过窄带中频滤波器(其带宽远小于其中心频率)后加到包络检波器,根据随机噪声的数学分析可知,包络检波器输出端噪声电压振幅的概率密度函数为,(5.2.9),图5.4 门限电平和虚警概率(阴影部分面积),虚假回波(噪声超过门限)之间的平均时间间隔定义为虚警时间Tfa,如图5.5所示,(5.2.11),此处TK为噪声包络电压超过门限UT的时间间隔,虚警概率Pfa是指仅有噪声存在时,噪声包络电压超过门限UT的概率,也可近似用噪声包络实际超过门限的总时间与观察时间之比来求得,即,图5.5 虚警时间与虚警概率,(5.2.12),式中，噪声脉冲的平均宽度(tK)平均近似为带宽B的倒数,在用包络检波的情况下,带宽B为中频带宽BIF。,同样也可以求得虚警时间与门限电平、接收机带宽等参数之间的关系,将式(5.2.12)代入式(5.2.10)中,即可得到,(5.2.13),因为虚警概率Pfa是噪声脉冲在脉冲宽度间隔时间(约为带宽的倒数)内超过门限的概率，所以实际雷达所要求的虚警概率应该是很小的。例如,当接收机带宽为1MHz时,每秒钟差不多有106数量级的噪声脉冲,如果要保证虚警时间大于1s,则任一脉冲间隔的虚警概率Pfa必须低于10-6。,有时还可用虚警总数nf来表征虚警的大小，其定义为,它表示在平均虚警时间内所有可能出现的虚警总数。为脉冲宽度。将等效为噪声的平均宽度时,又可得到关系式：,此式表明：虚警总数就是虚警概率的倒数。,图5.6 虚警时间与门限电压、接收机带宽的关系,2.发现概率Pd为了讨论发现概率Pd,必须研究信号加噪声通过接收机的情况,然后才能计算信号加噪声电压超过门限的概率,也就是发现概率Pd。下面将讨论振幅为A的正弦信号同高斯噪声一起输入到中频滤波器的情况。设信号的频率是中频滤波器的中心频率fIf,包络检波器的输出包络的概率密度函数为,(5.2.14),这里I0(z)是宗量为z的零阶修正贝塞尔函数,定义为,r为信号加噪声的包络。(5.2.14)式所表示的概率密度函数称为广义瑞利分布,有时也称为莱斯(Rice)分布,为噪声方差。信号被发现的概率就是r超过预定门限UT的概率,因此发现概率Pd是,(5.2.15),式(5.2.15)表示了发现概率与门限电平及正弦波振幅的关系,接收机设计人员比较喜欢用电压的关系来讨论问题,而对雷达系统的工作人员则采用功率关系更方便。电压与功率关系如下:,在图5.7的曲线族中，纵坐标是以检测因子Do表示的,检测因子Do也可用信噪比S/N表示。,由(5.2.10)式可得出:,),利用上面关系式,根据计算发现概率Pd的式(5.2.15),就可以得出图5.7所示的一族曲线,发现概率Pd表示为信噪比D0,D0=(S/N)1=1/2(A/)2的函数,而以虚警概率Pfa=exp(-U2T/22)为参变量。,图5.7 非起伏目标单个脉冲线性检波时检测概率 和所需信噪比(检测因子)的关系曲线,图5.7示：虚警概率给定时，信噪比越大，发现概率越大，也即给定门限电平时，发现概率随信噪比增加而增加；信噪比给定时，虚警概率越小(门限电压越高)，发现概率越小；反之，则发现概率增大。,我们知道，发现概率和虚警时间(或虚警概率)是系统要求规定的,根据这个规定就可以从图5.7中查得所需要的每一脉冲的最小信号噪声功率比(S/N)1=D0。这个数值就是在单个脉冲检测条件下,由式(5.2.3)计算最小可检测信号时所需用到的信号噪声比(S/N)o min(或检测因子D0)。,例如，设要求虚警时间为15min,中频带宽为1MHz,可算出虚警概率为1.1110-9,从图5.7中可查得,对于50%的发现概率所需要的最小信噪比为13.1dB,对于90%的发现概率所需要的最小信噪比为14.7dB,对于99.9%的发现概率所需要的最小信噪比为16.5 dB。,图5.8 用概率密度函数来说明检测性能,图5.8 给出了噪声和信号加噪声的概率密度函数。信号加噪声的概率密度函数的变量超过门限2.5后面积就是发现概率。显然，当相对门限提高时的虚假概率降低时，发现概率也会降低。而我们希望虚假报警概率一定时提高发现概率，所以通过提高信噪比才能达到。,5.3 脉冲积累对检测性能的改善,5.3.0 脉冲积累改变信噪比 积累可以在包络检波器前完成，称为中频积累，信号在中频积累时要求信号间有严格的相位关系，即信号是相参的，又称为相参积累；,例如，M个等幅相参中频脉冲信号进行相参积累，则可使得信噪比(S/N)提高为原来M倍，因为相邻周期的中频回波信号按严格的相位,积累在包络检波后积累的，称为视频积累，由于信号在包络检波后失去相位信息而只保留幅度信息，因而检波后积累就不需要信号间具有严格的相位关系，称为非相参积累。,关系同相相加，因此积累相加后的信号电压提高为原来的M倍，则相应的信号功率为原来的M*M倍，而噪声时随机的，相邻噪声满足独立条件，积累的效果是平均功率相加而使得噪声总功率提高为原来的M倍，所以相参积累的结果可以使得输出信噪比改善M倍。,5.3.1 积累的效果脉冲积累的效果可以用检测因子D0的改变来表示。对于理想的相参积累,M个等幅脉冲积累后对检测因子Do的影响是:,(5.3.1),式中，Do(M)表示M个脉冲相参积累后的检测因子。因为这种积累使信噪比提高到M倍,所以在门限检测前达到相同信噪比时,检波器输入端所要求的单个脉冲信噪比Do(M)将减小到不积累时Do(1)的M倍。,而对于非相参积累(视频积累)的效果分析,是一件比较困难的事。要计算M个视频脉冲积累后的检测能力,首先要求出M个信号加噪声以及M个噪声脉冲经过包络检波并相加后的概率密度函数psn(r)和pn(r),这两个函数与检波器的特性及回波信号特性有关；然后由psn(r)和pn(r)按照同样的方法求出Pd和Pfa:,图5.9 线性检波非起伏目标检测因子(所需信噪比)与 非相参脉冲积累数的关系(Pd=0.5),图5.10 线性检波非起伏目标检测因子与非相参脉冲 积累数的关系Pd=0.9,M个等幅脉冲在包络检波器后即使进行理想积累时，信噪比改善不能达到M倍，因为信号+噪声通过检波器时，它们自身会相互作用而影响输出端的信噪比。特别是检波器输入端信噪比较低时，检波器输出端信噪比损失会更大。非相参积累后信噪比改善处于 与M之间。使用非相参积累的理由：工程实现简单；对雷达收发系统没有严格的相参性要求；相参积累很难工程实现。,M个脉冲非相位累计后的检测因子用 表示，由于此时积累效果较相参积累时差，则 比(5.3.1)大，可用积累效率表示,有些雷达积累许多脉冲时组合使用相参和非相参脉冲积累,因为接收脉冲的相位稳定性只足够做M个脉冲的相参积累,而天线波束在目标的驻留时间内共收到N个脉冲(MN)。如果在相参积累后接非相参积累,则检测因子记为,式中，Do(N/M)表示N/M个脉冲非相参积累后的检测因子,可查曲线得到。除以M表示相参积累M个脉冲的增益,将Do(M,N)代入雷达方程就可估算此时的Rmax。,5.3.2 积累脉冲数的确定当雷达天线机械扫描时,可积累的脉冲数(收到的回波脉冲数)取决于天线波束的扫描速度以及扫描平面上天线波束的宽度。可以用下面公式计算方位扫描雷达半功率波束宽度内接收到的脉冲数N:,5.4 目标截面积及其起伏特性,5.4.1 点目标特性与波长的关系目标的后向散射特性除与目标本身的性能有关外,还与视角、极化和入射波波长有关。其中与波长的关系最大,常以相对于波长的目标尺寸来对目标进行分类。,为了讨论目标后向散射特性与波长的关系,比较方便的办法是考察一个各向同性的球体。因为球具有最简单的外形,而且理论上已经获得其截面积的严格解答,其截面积与视角无关,因此常用金属球来作为截面积的标准,用于校正数据和实验测定。,图5.11 球体截面积与波长的关系,球体截面积与波长的关系如图5.11所示：当球体周长2r时,称为瑞利区,这时截面积正比于-4;当波长减小到2r=时，就进入振荡区,截面积在极限值之间振荡;2r的区域称为光学区,截面积振荡地趋于某一固定值,它就是几何光学的投影面积r2。,目标尺寸相对于波长很小时呈现瑞利区散射特性,即-4。绝大多数雷达目标都不处在这个区域中,但气象微粒对常用的雷达波长来说是处在这一区域的(它们的尺寸远小于波长)。,处于瑞利区的目标,决定它们截面积的主要参数是体积而不是形状,形状不同的影响只作较小的修改即可。通常，雷达目标的尺寸较云雨微粒要大得多,因此降低雷达工作频率可减小云雨回波的影响而又不会明显减小正常雷达目标的截面积。,实际上大多数雷达目标都处在光学区。光学区名称的来源是因为目标尺寸比波长大得多时,如果目标表面比较光滑,那么几何光学的原理可以用来确定目标雷达截面积。,按照几何光学的原理,表面最强的反射区域是对电磁波波前最突出点附近的小的区域,这个区域的大小与该点的曲率半径成正比。曲率半径越大，反射区域越大,这一反射区域在光学中称为“亮斑”。,可以证明,当物体在“亮斑”附近为旋转对称时,其截面积为2,故处于光学区球体的截面积为r2,其截面积不随波长变化。在光学区和瑞利区之间是振荡区,这个区的目标尺寸与波长相近,在这个区中，截面积随波长变化而呈振荡,最大点较光学值约高5.6dB,而第一个凹点的值又较光学值约低5.5dB。实际上雷达很少工作在这一区域。,5.4.2 简单形状目标的雷达截面积几何形状比较简单的目标,如球体、圆板、锥体等,它们的雷达截面积可以计算出来。其中球是最简单的目标。上节已讨论过球体截面积的变化规律,在光学区,球体截面积等于其几何投影面积r2,与视角无关,也与波长无关。对于其他形状简单的目标,当反射面曲率半径大于波长时,也可以应用几何光学的方法来计算它们在光学区的雷达截面积。一般情况下,其反射面在“亮斑”附近不是旋转对称的,可通过“亮斑”并包含视线作互相垂直的两个平面,这两个切面上的曲率半径为1,2,则雷达截面积为,=12,表5.1 目标为简单几何形状物体的雷达参数,5.4.3 目标特性与极化的关系目标的散射特性通常与入射场的极化有关。先讨论天线幅射线极化的情况。照射到远区目标上的是线极化平面波,而任意方向的线极化波都可以分解为两个正交分量,即垂直极化分量和水平极化分量,分别用ETH和ETV表示在目标处天线所幅射水平极化和垂直极化电场,其中上标T表示发射天线产生的电场,下标H(Horizontal)和V(vertical)分别代表水平方向和垂直方向。,HH表示水平极化入射场产生水平极化散射场的散射系数；HV表示水平极化入射场产生垂直极化散射场的散射系数。,显然,这四种散射成分中,水平散射场可被水平极化天线所接收,垂直散射场可被垂直极化天线所接收,所以有,下面讨论散射矩阵中各系数的意义。定义,天线的互易原理告诉我们,不论收发天线各采用什么样的极化,当收发天线互易时,可以得到同样效果。特殊情况,比如发射天线是垂直极化,接收天线是水平极化,当发射天线作为接收而接收天线作为发射时,效果相同,可知HV=VH,说明散射矩阵交叉项具有对称性。散射矩阵表明了目标散射特性与极化方向的关系,因而它和目标的几何形状间有密切的联系。下面举一些例子加以说明。,一个各向同性的物体(如球体),当它被电磁波照射时,可以推断其散射强度不受电波极化方向的影响,例如用水平极化波或垂直极化波时，其散射强度相等,可知HH=VV。,当被照射物体的几何形状对包括视线的入射波的极化平面对称,则交叉项反射系数为零，因为物体的几何形状对极化平面对称,则该物体上的电流分布必然与极化平面对称,故目标上的极化取向必定与入射波的极化取向一致,所以HV=VH=0。,5.4.4 复杂目标的雷达截面积诸如飞机、舰艇、地物等复杂目标的雷达截面积,是视角和工作波长的复杂函数。尺寸大的复杂反射体常常可以近似分解成许多独立的散射体,每一个独立散射体的尺寸仍处于光学区,各部分没有相互作用,在这样的条件下，总雷达截面积就是各部分截面积的矢量和。,其中k是第k个散射体的截面积；dk是第k个散射体与接收机之间的距离,这一公式对确定散射器阵的截面积有很大用途。各独立单元的反射回波由于其相对相位关系,可以是相加,给出大的雷达截面积,也可能相减而得到小的雷达截面积。,对于复杂目标，各散射单元的间隔是可以和工作波长相比的,因此当观察方向或工作波长改变时,在接收机输入端收到的各单元散射信号间的相位也在变化,使其矢量和相应改变,这就形成了起伏的回波信号。,图5.12 飞机的雷达截面积,图5.12 表示B-26放在转台上得到的雷达截面积，工作波长为10cm,从图上可以看到雷达截面积是视角的函数，角度改变1/3弧度时，截面积改名大约变化为15dB，最强回波信号发生在测视附近，这里的飞机的投影面积非常大而且具有较为平坦的表面。,从上面的讨论中可看出,对于复杂目标的雷达截面积,只要稍微变动观察角或工作频率(波长)，就会引起截面积大起伏。但有时为了估算作用距离,必须对各类复杂目标给出一个代表其截面积大小的数值。至今尚无一个一致同意的标准来确定飞机等复杂目标截面积的单值表示值。可以采用其各方向截面积的平均值或中值作为截面积的单值表示值,有时也用“最小值”(即差不多95%以上时间截面积都超过该值)来表示。表5.3列出几种目标在微波波段时的雷达截面积作为参考例子,而这些数据不能完全反映复杂目标截面积的性质,只是截面积“平均”值的一个度量。,表 5.3 目标雷达截面积举例(微波波段),导弹和卫星的表面结构比飞机简单,它们的截面积处于简单几何形状与复杂目标之间,这类目标截面积的分布比较接近对数正态分布。船舶是复杂目标,它与空中目标不同之处在于海浪对电磁波反射产生多径效应,雷达所能收到的功率与天线高度有关,因而目标截面积也和天线高度有一定的关系。在多数场合,船舶截面积的概率分布比较接近对数正态分布。,5.4.5 目标起伏模型,图5.13 某喷气战斗机向雷达飞行时记录,处于运动状态的目标，视角也会一直变化，则雷达截面积也会随之变化。,1.施威林(Swerling)起伏模型由于雷达需要探测目标十分复杂而且多种多样,很难准确得到各种目标截面积的概率分布和相关函数。通常是用一个接近而又合理的模型来估计目标起伏的影响并进行数学上的分析。,最早提出而且目前仍然常用的起伏模型是施威林(Swerling)模型。他把典型的目标起伏分为四种类型:有两种不同的概率密度函数,同时又有两种不同的相关情况。,一种是在天线一次扫描期间回波起伏是完全相关的,而扫描至扫描间完全不相关，称为慢起伏目标;另一种是快起伏目标,它们的回波起伏,在脉冲与脉冲之间是完全不相关的。四种起伏模型区分如下:,(1)第一类称施威林(Swerling)型,慢起伏,瑞利分布 接收到的目标回波在任意一次扫描期间都是恒定的(完全相关),但是从一次扫描到下一次扫描是独立的(不相关的)。假设不计天线波束形状对回波振幅的影响,截面积的概率密度函数服从以下分布:,(5.4.15),与式(5.4.14)对照,上式中,。,(2)第二类称施威林(Swerling)型,快起伏,瑞利分布。目标截面积的概率分布与式(5.4.14)同,但为快起伏,假定脉冲与脉冲间的起伏是统计独立的。,(3)第三类称施威林型,慢起伏,截面积的概率密度函数为,(5.4.16),则截面积起伏所对应的回波振幅A满足以下概率密度函数(A2=):,(5.4.17),(4)第四类称施威林型,快起伏,截面积的概率分布服从式(5.4.16)，即：,第一、二类情况截面积的概率分布,适用于复杂目标是由大量近似相等单元散射体组成的情况,虽然理论上要求独立散射体的数量很大,实际上只需四五个即可。许多复杂目标的截面积如飞机,就属于这一类型。第三、四类情况截面积的概率分布,适用于目标具有一个较大反射体和许多小反射体合成,或者一个大的反射体在方位上有小变化的情况。用上述四类起伏模型时,代入雷达方程中的雷达截面积是其平均值。,2.目标起伏对检测性能的影响,图5.14 几种起伏信号的检测性能(脉冲积累n=10,虚警数nf=108),图5.14是在给定虚警概率和脉冲积累数时比较5种类型目标的检测能：当发现概率较大时，起伏目标比不起伏需要更大的信噪比。第5种为不起伏情况。,施威林的四种模型是考虑两类极端情况:扫描间独立和脉冲间独立。实际的目标起伏特性往往介于上述两种情况之间。已经证明,其检测性能也介于两者之间。为了得到检测起伏目标时的雷达作用距离,可在雷达方程上作一定的修正,即通常所说加上目标起伏损失。图5.15给出了达到规定发现概率Pd时,起伏目标比不起伏目标每一脉冲所需增加的信号噪声比。例如,当Pd=90%时,一、二类起伏目标比不起伏目标需增加的信号噪声比约9 dB,而对三、四类目标则需增加约4 dB。,图5.15 达到规定Pd时的起伏损失,图5.15给出了达到规定的发现概率Pd时,起伏目标比不起伏目标每一脉冲所需增加的信号噪声比。当Pd=90%时,一、二类起伏目标比不起伏目标需增加的信号噪声比约9dB；而对三、四类目标则需增加约4 dB。,What is 雷达中的波导?波导顾名思义就是传播无线电波的导体，雷达中的波导是在雷达中传播射频信号的一种高频馈线。典型的雷达波导为空腔的金属体，其断面一般为较扁的矩形。在主振放大式发射机中，由固态功放输向射频放大管的微波小功率信号以及射频放大管输向雷达天线馈源的大功率信号用的是波导。在接收系统内，由天线馈源输送回高频接收机的回波信号用的也是波导。,为了防止微波在传输过程中发生打火，常常在波导内充上一定压强的干燥空气或其他气体。事实上雷达中的波导还包括天线收发开关、放电管、环行器、隔离器等。微波在波导中传输是有一定损耗的，这些损耗要记入雷达的系统损耗。所以一般波导是不允许用力碰撞的，以防连接不良、波导漏气或者造成波导形变，从而增加系统损耗。,5.5 系 统 损 耗,5.5.1 射频传输损耗当传输线采用波导时,则波导损耗指的是连接在发射机输出端到天线之间波导引起的损失,它们包括单位长度波导的损耗、每一波导拐弯处的损耗、旋转关节的损耗、天线收发开关上的损耗以及连接不良造成的损耗等。当工作频率为3000MHz时,有如下典型的数据:,天线转换开关的损耗 1.5 dB旋转关节的损耗 0.4 dB每30.5 m波导的损耗(双程)1.0 dB每个波导拐弯损耗 0.1dB连接不良的损耗(估计)0.5dB总的波导损耗 3.5dB波导损耗与波导制造的材料、工艺、传输系统工作状态以及工作波长等因素有关,通常情况下,工作波长越短,损耗越大。,频率越高波长越短，饶射(衍射效果)能力越弱，但穿透能力(不变方向)越强，信号穿透会损失很大能量，所以传输距离就可能越近，频率越高在传播过程的损耗越大。,5.5.2 天线波束形状损失在雷达方程中,天线增益是采用最大增益,即认为最大辐射方向对准目标。但在实际工作中天线是扫描的,当天线波束扫过目标时收到的回波信号振幅按天线波束形状调制。实际收到的回波信号能量比假定按最大增益的等幅脉冲串时要小。当回波是振幅调制的脉冲串时,可以在计算检测性能时按调制脉冲串进行。我们在这里采用的办法是利用等幅脉冲串已得到的检测性能计算结果,再加上“波束形状损失”因子来修正振幅调制的影响。这个办法虽然不够精确,但却简单实用。,设Pd0.5时，单程天线功率方向图可用高斯函数近似,式中,是从波束中心开始测量的角度;B是半功率点波束宽度。又设mB为半功率波束宽度B内收到的脉冲数;m为积累脉冲数,则波束形状损失(相对于积累m个最大增益时的脉冲)为,例如:积累11个脉冲,它们均匀地排列在3 dB波束宽度以内,则其损失为1.96 dB。,5.5.3 设备不完善的损失从雷达方程可以看出,作用距离与发射功率、接收机噪声系数等雷达设备的参数均有直接关系。,发射机中所用发射管的参数不尽相同,发射管在波段范围内也有不同的输出功率,管子使用时间的长短也会影响其输出功率,这些因素随着应用情况变化,一般缺乏足够的根据来估计其损失因素,通常用2dB的数量来近似其损失。,而在接收系统中,工作频带范围内噪声系数值也会发生变化,如果引入雷达方程的是最好的值,则在其它频率工作时应引入适当的损失。此外，接收机的频率响应如果和发射信号不匹配,也会引起失配损失。已经知道在白高斯噪声作用上,匹配滤波器是雷达信号的最佳线性处理器,它可以给出最大的信号噪声比,并且这个峰值信号噪声比等于接收信号的能量E的二倍比输入单边噪声功率谱密度N0,即,实际接收机不可能达到匹配滤波器输出的信噪比,它只能接近这个数值,因此，实际接收机比理想的匹配接收机要引入一个失配损失,这个损失的大小与采用的信号形式、接收机滤波特性有关。,5.6 传播过程中各种因素的影响,5.6.1 大气传播影响,1.大气衰减,图 5.17 大气衰减曲线,图 5.18 双程大气衰减曲线(a)仰角0时;(b)仰角5时,图 5.18 双程大气衰减曲线(a)仰角0时;(b)仰角5时,除了正常大气外,在恶劣气候条件下大气中的雨雾对电磁波也会有衰减作用。各种气候条件下衰减分贝数和工作波长的关系如图5.19所示。图5.19中曲线a是微雨(雨量0.25mm/h);b是小雨(雨量1mm/h);c是大雨(4 mm/h);d是暴雨(16 mm/h);e是雾,其浓度为能见度600 m(含水量0.032 g/m3);f是雾,其浓度为能见度120 m(含水量0.32 g/m3);g为浓雾,能见度为30 m(含水量2.3 g/m3)。当在作用距离全程上有均匀的传播衰减时,雷达作用距离的修正计算方法如下所述。,图 5.19 雨雾衰减曲线,考虑衰减时雷达作用距离的计算方法:若电波单程传播衰减为dB/km,则雷达接收机所收到的回波功率密度S2与没有衰减时功率密度S2的关系为,(5.6.1),考虑传播衰减后雷达方程可写成,(5.6.3),式中，Rmax为在最大作用距离情况下单程衰减的分贝数,由式(5.6.1)知Rmax是负分贝数(因为S2总是小于S2),所以考虑大气衰减的结果总是降低作用距离。由于Rmax和Rmax直接有关,式(5.6.3)无法写成显函数关系式。可以采用试探法求Rmax,常常事先画好曲线供查用。,图 5.20 有衰减时作用距离计算图,2.大气折射和雷达直视距离,图 5.21 大气折射的影响,图 5.22 雷达直视距离图(a)雷达直视距离的几何图形;(b)雷达直视距离计算,电波传播射线向下弯曲,等效于增加视线距离,如图5.21(a)所示。处理折射对直视距离影响的常用方法是用等效地球曲率半径ka来代替实际地球曲率半径a=6.370 km,系数k和大气折射系数n随高度的变化率dn/dh有关,(5.6.4),通常气象条件下,dn/dh为负值。在温度+15的海面以及温度随高度变化梯度为0.0065/m,大气折射率梯度为0.03910-6/m时,k值等于4/3,这样的大气条件下等效于半径为ae=ka的球面对直视距离的影响,ae为考虑典型大气折射时等效地球半径。,由图5.22可以计算出雷达的直视距离d0为,(5.6.5),计算出的d0单位是公里。,雷达直视距离是由于地球表面弯曲所引起的,它由雷达天线架设高度h1和目标高度h2决定,而和雷达本身的性能无关。它和雷达最大作用距离Rmax是两个不同的概念,如果计算结果为Rmaxd0,则说明是由于天线高度h1或目标高度h2限制了检测目标的距离,相反，如果Rmaxd0,则说明虽然目标处于视线以内,是可以“看到”的,但由于雷达性能达不到d0这个距离而发现不了距离大于Rmax的目标。电波在大气中传播时的折射情况与气候、季节、地区等因素有关。在特殊情况下,如果折射线的曲率和地球曲率相同,这就称为超折射现象,这时等效地球半径为无限,雷达的观测距离不受视距限制,对低空目标的覆盖距离将有明显增加。,5.6.2 地面或水面反射对作用距离的影响 地面或水面的反射是雷达电波在非自由空间传播时的一个最主要的影响。在许多情况下，地面或水面可近似认为是镜反射的平面,架设在地面或水面的雷达,当它们的波束较宽时除直射波以外,还有地面(或水面)的反射波存在,这样在目标处的电场就是直接波与反射波的干涉结果。由于直接波和反射波是由天线不同方向所产生的辐射,以及它们的路程不同,因而两者之间存在振幅和相位差:,(5.6.6),(5.6.7),在一般情况下满足下列条件(参考图5.23):,这里ha为天线高度;ht为目标的高度,因此可以近似地认为1=2,当天线垂直波束最大值指向水平面时,G1=G2;R=2haht/R(这是因为hahtR,到达目标的入射波和反射波可近似看成是平行的)。目标所在处的合成场强是入射波和反射波的矢量和,可写成,图5-23 镜面反射影响的几何图形,反射系数的模值和相角由反射面的性质、擦地角、工作频率以及电波极化等因素决定,已经得到了一些典型曲线供查用。当采用水平极化波且擦地角较小时,1,180，且值随的增大变化较缓慢。此时,(5.6.8),上述干涉条件下的功率密度E20为,(5.6.9),由式(5.6.9)可得到有地面(或水面)镜反射影响时的接收功率为,(5.6.10),此时雷达最大作用距离可在式(5.6.3)基础上修改为下式:,(5.6.11),由式(5.6.11)看出,由于地面反射影响,使雷达作用距离随目标的仰角呈周期性变化,地面反射的结果使天线方向图产生花瓣状,见图5.24。现在讨论式(5.6.11):(1)当,时,雷达作用距离比没有反射时提高1倍,这是有利的。,(2)当 时,雷达不能发现目标,对于这样的仰角方向称为“盲区”。当 时,出现第一个波瓣的最大值,此时仰角为。,出现盲区使我们不能连续观察目标。减少盲区影响的方法有 3 种。采用垂直极化,垂直极化波的反射系数与角有很大关系,仅在2度时满足=1,=180,由于这个原理使天线在垂直平面内的波瓣的盲区宽度变窄一些。见图5.25。采用短的工作波长,减小时波瓣数加多,当波长减小到厘米波时,地面反射接近于漫反射而不是镜