基于单片机的直流电机调速电路设计说明.doc

目 录基于MC51单片机的直流电机PWM调速系统1摘要1Abstract21前言31.1数字直流调速的意义31.2研究现状综述31.2.1电气传动的发展现状31.2.2微处理器控制直流电机发展现状41.3直流电动机调速概述51.3.1直流电机调速原理51.3.2直流调速系统实现方式62系统总体方案论证72.1系统方案比较与选择72.2系统方案描述83硬件电路的模块设计83.1逻辑延时电路方案论证设计83.2驱动电路方案论证设计93.2.1驱动电路方案、参数描述93.2.2 IR2110驱动电路中IGBT抗干扰设计113.2.2IR2110功率驱动介绍123.2.2.1IR2100部结构原理图及管脚说明123.2.2.2IR2110的自举电路133.2.2.3IGBT H桥驱动电路原理143.3隔离电路方案论证设计163.3.1 TLP250光耦隔离163.3.2 PC817数据采集隔离173.4数据采集、过压反馈保护183.4.1数据采集、过压反馈方案设计183.4.2 TL431介绍193.5稳压可调电源设计194软件设计204.1 PWM实现方式方案论证204.2程序流程图214.3主要程序设计分析234.3.1定时器0中断服务函数234.3.2占空比调节函数235调试结果描述246结论25致26参考文献27附录1 整个系统电路原理图附录2 整个系统PCB电路图附录3 稳压电源原理图附录4 稳压电源PCB图附录5 元器件清单附录6 系统印制板图基于MC51单片机的直流电机PWM调速系统摘 要本文介绍一种基于MC51单片机控制的PWM直流电机脉宽调速系统。系统以廉价的MC51单片机为控制核心,以直流电机为控制对象。从系统的角度出发,对电路进行总体方案论证设计,确定电路各个的功能模块之间的功能衔接和接口设置,详细分析了各个模块的方案论证和参数设置。整个系统利用51单片机的定时器产生10K左右的PWM脉冲,通过带有功率驱动作用的TLP250光耦实现控制单元与驱动单元的强弱电隔离,采用2片IGBT和MOSFET等一类电压型功率开关管专用驱动芯片IR2110,驱动IGBTFGA25N120构成的H桥电路实现对直流电机的调速,利用TL431、线性光耦PC817和AD0832构成的电压采集单元实现系统的闭环控制,提高整个系统的智能化、自动化水平,为工业生产应用提供可能。关键字 MC51,PWM,光耦隔离,IR2110,IGBTThe PWM speed regulating system of DC motor based on MC51AbstractThe thesis introduces a PWM speed regulating system of D.C motor based on MC51 microcontroller. The system is designed on the affordable MC51 mircocontroller for the D.C. motor. From the systematic prespective, the thesis describes the circuit design and its comprehensive evaluation,which determines how to do with the functional linkage and interface between functional modules in the electric circuit. Besides, the evaluation of each module and the involved parameters are fully explained in the thesis. The system uses MC51s timer to generate 10k pluse anduses TLP250 optical coupler to realize the strong and weak optoelectronic isolation between the control units and driving units.The implement of the speed regulation by the H-bridge circuits which are constructed by voltage-based power switching transistors and specific IR2110, IGBT- FGA25N120 Driving Chips, including two IGBT and MOSFET chips. And the Voltage Acquisition Collection of TL431, PC817 Linear Opticcoupler and AD0832 is desgined to do the closed-loop control in the system. The above considerations finally help to improve intelligentization and automation of the overall system and give the possibility to the industrial application.KeywordMC51, PWM, optical couplers isolation, IR2110, IGBT1前言1.1数字直流调速的意义现在电气传动的主要方向之一是电机调速系统采用微处理器实现数字化控制。从上世纪80年代中后期起,世界各大电气公司如ABB、通用、西屋、西门子等都在竞相开发数字式调速传动装置,经过二十几年的发展,当前直流调速已发展到一个很高的技术水平：功率元件采用可控硅；控制板采用表面安装技术；控制方式采用电源换相、相位控制1。特别是采用了微处理器及其他先进电力电子技术,使数字式直流调速装置在精度的准确性、控制性能的优良性和抗干扰的性能有很大的提高和发展,在国外得到广泛的应用。数字化直流调速装置作为目前最新控制水平的传动方式显示了强大优势。全数字化直流调速系统不断升级换代,为工程应用和工业生产提供了优越的条件。采用微处理器控制,使整个调速系统的数字化程度,智能化程度有很大改观；采用微处理器控制,使调速系统在结构上简单化,可靠性提高,操作维护变得简捷,电机稳态运行时转速精度等方面达到较高水平。由于微处理器具有较佳的性价比,所以微处理器在工业过程及设备控制中得到日益广泛的应用。近年来,尽管交流调速系统发展很快,但是直流电机凭借其良好的启动、制动性能,在金属切削机床、轧钢机、海洋钻机、挖掘机、造纸机、矿井卷扬机、电镀、高层电梯等需要广泛围平滑调速的高性能可控电力拖动领域中仍得到了广泛的应用。现阶段,我国还没有自主的全数字化直流调速控制装置生产商,而国外先进的控制器价格昂贵,且技术转让受限,为此研究及更好的使用国外先进的控制器,吸收国外先进的数字化直流电机调速装置的优点,具有重要的实际意义和重大的经济价值。1.2研究现状综述1.2.1电气传动的发展现状20世纪70年代以来,直流电机传动经历了重大的技术、装备变革。整流器的更新换代,以晶闸管整流装置取代了习用已久的直流发电机电动机组及水银整流装置使直流电气传动完成了一次大的跃进1。同时,高集成化、小型化、高可靠性及低成本成为控制的电路的发展方向。使直流调速系统的性能指标大幅提高,应用围不断扩大。直流调速技术不断发展,走向成熟化、完善化、系列化、标准化,在可逆脉宽调速、高精度的电气传动领域中仍然难以替代1。 早期直流传动的控制系统采用模拟分离器件构成,由于模拟器件有其固有的缺点,如存在温漂、零漂电压,构成系统的器件较多,使得模拟直流传动系统的控制精度及可靠性较低2。随着计算机控制技术的发展,微处理器已经广泛使用于直流传动系统,实现了全数字化控制。由于微处理器以数字信号工作,控制手段灵活方便,抗干扰能力强。所以,全数字直流调速控制精度、可靠性和稳定性比模拟直流调速系统大大提高。所以,直流传动控制采用微处理器实现全数字化,使直流调速系统进入一个崭新的阶段。1.2.2微处理器控制直流电机发展现状微处理器诞生于上个世纪七十年代,随着集成电路大规模及超大规模集成电路制造工艺的迅速发展,微处理器的性价比越来越高。此外,由于电力电子技术的发展,制作工艺的提升,使得大功率电子器件的性能迅速提高。为微处理器普遍用于控制电机提供了可能,利用微处理器控制电机完成各种新颖的、高性能的控制策略,使电机的各种潜在能力得到充分的发挥,使电机的性能更符合工业生产使用要求2,还促进了电机生产商研发出各种如步进电机、无刷直流电机、开关磁阻电动机等便于控制且实用的新型电机,使电机的发展出现了新的变化。对于简单的微处理器控制电机,只需利用用微处理器控制继电器、电子开关元器件,使电路开通或关断就可实现对电机的控制。现在带微处理器的可编程控制器,已经在各种的机床设备和各种的生产流水线中普遍得到应用,通过对可编程控制器进行编程就可以实现对电机的规律化控制。对于复杂的微处理器控制电机,则要利用微处理器控制电机的电压、电流、转矩、转速、转角等,使电机按给定的指令准确工作。通过微处理器控制,可使电机的性能有很大的提高。目前相比直流电机和交流电机他们各有所长,如直流电机调速性能好,但带有机械换向器,有机械磨损及换向火花等问题；交流电机,不论是异步电机还是同步电机,结构都比直流电机简单,工作也比直流电机可靠,但在频率恒定的电网上运行时,它们的速度不能方便而经济地调节2。高性能的微处理器如DSP <DIGITAL SIGNAL PROCESSOR即数字信号处理器>的出现,为采用新的控制理论和控制策略提供了良好的物质基础,使电机传动的自动化程度大为提高。在先进的数控机床等数控位置伺服系统,已经采用了如DSP等的高速微处理器,其执行速度可达数百万兆以上每秒,且具有适合的矩阵运算2。1.3直流电动机调速概述1.3.1直流电机调速原理直流电动机根据励磁方式不同,直流电动机分为自励和他励两种类型。不同励磁方式的直流电动机机械特性曲线有所不同。但是对于直流电动机的转速有以下公式： 其中：U电压；励磁绕组本身的电阻；每极磁通<Wb>；Cc电势常数；Cr转矩常量3。由上式可知,直流电机的速度控制既可采用电枢控制法,也可采用磁场控制法。磁场控制法控制磁通,其控制功率虽然较小,但低速时受到磁极饱和的限制,高速时受到换向火花和换向器结构强度的限制4,而且由于励磁线圈电感较大,动态响应较差5。所以在工业生产过程中常用的方法是电枢控制法。图1-1 直流电机的工作原理图电枢控制是在励磁电压不变的情况下,把控制电压信号加到电机的电枢上,以控制电机的转速。传统的改变电压方法是在电枢回路中串联一个电阻,通过调节电阻改变电枢电压,达到调速的目的,这种方法效率低、平滑度差,由于串联电阻上要消耗电功率,因而经济效益低,而且转速越慢,能耗越大6。随着电力电子的发展,出现了许多新的电枢电压控制方法。如：由交流电源供电,使用晶闸管整流器进行相控调压；脉宽调制<PWM>调压等等。调压调速法具有平滑度高,能耗少,精度高等优点。在工业生产中广泛使用其中脉宽调制<PWM>应用更为广泛。脉宽调速利用一个固定的频率来控制电源的接通或断开,并通过改变一个周期"接通"和"断开"时间的长短,即改变直流电机电枢上电压的"占空比"来改变平均电压的大小,从而控制电动机的转速,因此,PWM又被称为"开关驱动装置"。 图1-2电枢电压占空比和平均电压的关系图根据图1,如果电机始终接通电源时,电机转速最大为,占空比为D=/T,则电机的平均速度为：,可见只要改变占空比D,就可以得到不同的电机速度,从而达到调速的目的7。1.3.2直流调速系统实现方式、基于晶闸管作为主电路的调速系统晶闸管的调速系统是采用分离元件设计的调速系统占用的空间大,控制角难于调整,且模拟器件的固有缺陷如：温漂、零漂电压等,导致电机的调速无法达到满意的结果。晶闸管的单向导电性,它不允许电流反向,给系统的可逆运行造成困难,性能较差,自动化控制程度差,调速过程较为复杂,不利于工业生产和小功率电路中采用。另一问题是当晶闸管导通角很小时,系统的功率因素很低,并产生较大的谐波电流,从而引起电网电压波动殃及同电网中的用电设备,造成"电力公害"。、基于PWM为主控电路的调速系统与传统的直流调速技术相比较,PWM<脉宽调制技术>直流调速系统具有较大的优越性：主电路线路简单,需要的功率元件少；开关频率高,电流容易连续,谐波少,电机损耗和发热都较小；低速性能好,稳速精度高,因而调速围宽；系统频带宽,快速响应性能好,动态抗干扰能力强；主电路元件工作在开关状态,导通损耗小,装置效率高。PWM信号的产生通常有两种方法:一种是软件的方法；另一种是硬件的方法。基于NE555,SG3525等一系列的脉宽调速系统：此种方式采用NE555作为控制电路的核心,用于产生控制信号。NE555产生的信号要通过功率放大才能驱动后级电路8。NE555、SG3525构成的控制电路较为复杂,且智能化、自动化水平较低,在工业生产中不利于推广和应用。基于单片机类由软件来实现PWM：在PWM调速系统中占空比D是一个重要参数在电源电压不变的情况下,电枢端电压的平均值取决于占空比D的大小,改变D的值可以改变电枢端电压的平均值从而达到调速的目的。改变占空比D的值有三种方法：A、定宽调频法：保持不变,只改变t,这样使周期<或频率>也随之改变7。图1B、调宽调频法：保持t不变,只改变,这样使周期<或频率>也随之改变7。图1C、定频调宽法：保持周期T<或频率>不变,同时改变和t7。图1前两种方法在调速时改变了控制脉冲的周期<或频率>,当控制脉冲的频率与系统的固有频率接近时,将会引起振荡,因此常采用定频调宽法来改变占空比从而改变直流电动机电枢两端电压。利用单片机的定时计数器外加软件延时等方式来实现脉宽的自由调整,此种方式可简化硬件电路,操作性强等优点。2系统总体方案论证2.1系统方案比较与选择方案一：采用专用PWM集成芯片、IR2110 功率驱动芯片构成整个系统的核心,现在市场上已经有很多种型号,如Tl公司的TL494芯片,东芝公司的ZSK313I芯片等。这些芯片除了有PWM信号发生功能外,还有"死区"调节功能、过流过压保护功能等。这种专用PWM集成芯片可以减轻单片机的负担,工作更可靠,但其价格相对较高,难于控制工业成本不宜采用。方案二：采用MC51单片机、功率集成电路芯片L298构成直流调速装置。L298是双H高电压大电流功率集成电路,直接采用TTL逻辑电平控制,可用来驱动继电器、线圈、直流电动机、步进电动机等电感性负载。其驱动电压为46V,直流电流总和为4A。该方案总体上是具有可行性,但是L298的驱动电压和电流较小,不利于工业生产应用,无法满足工业生产实践电压、大电流的直流电机调速。方案三：采用MC51单片机、IR2110功率驱动芯片构成整个系统的核心实现对直流电机的调速。MC51具有两个定时器T0和T19。通过控制定时器初值T0和T1,从而可以实现从任意端口输出不同占空比的脉冲波形。MC51控制简单,价格廉价,且利用MC51构成单片机最小应用系统,可缩小系统体积,提高系统可靠性,降低系统成本。IR2110是专门的MOSFET管和IGBT的驱动芯片,带有自举电路和隔离作用,有利于和单片机联机工作,且IGBT的工作电流可达50A,电压可达1200V10,适合工业生产应用。综合上述三种方案,本设计采用方案三作为整个系统的设计思路。2.2系统方案描述本系统采用MC51为控制核心,配以2*3键盘和四位数码管显示,通过ADC0832模数转换器对主干驱动电路进行电压采集和速度采集实现过压保护、速度显示。同时利用MC51产生的PWM经过逻辑延迟电路后加载到以IR2110为驱动核心,IGBT构成的H桥主干电路上实现对直流电机的控制和调速。本系统的控制部分为5V的弱电而驱动电路和负载电路为110V以上的直流电压因此在强弱电之间、数据采集之间分别利用了带有驱动功能的光耦TLP250和线性光耦PC817实现强弱电隔离,信号串扰。具体电路框图如下图2-1 图2-1系统整体框图3硬件电路的模块设计3.1逻辑延时电路方案论证设计逻辑延时电路是主电路IGBT开关管的控制所需。一、因为控制IGBT所需的控制信号要求对角上的两个IGBT管的控制信号要相同,而同一个桥臂上的控制信号要相反。这就要求主电路上有两路互为反向的控制信号。然而MC51产生的PWM只有一路,这时候就必须把PWM信号利用逻辑延时电路变成两路互为反向的控制信号。 二、虽然从目前的制作工艺水平可以使电力电子半导体开关器件的频率做得很高,但是器件的导通和关断的时候仍然会占用一段极短的时间,PWM控制信号消失的瞬间并不意味着功率开关管就真正会关断11。如果一个的功率开关管的控制信号刚消失的同时给同一桥臂的另一功率开关管加控制信号很可能造成同一桥臂的两管子同时导通形成对电源短路11。为了避免这种现象在系统中出现,本设计采用了在MC51产生PWM信号后设置逻辑延时电路。图3-1中二极管、能使低电平或者可以说是PWM负信号通过,电阻、和电容、延迟了高电平信号向后传送的时间,这样就可以保证功率开关管可靠关断后再给与其同一桥臂上的功率开关管加高电平信号,可以避免其同时导通。 图3-1逻辑延时电路原理图3.2驱动电路方案论证设计3.2.1驱动电路方案、参数描述整个系统的驱动电路采用两片的IR2110驱动四片的IGBT管FGA25N120构成的H桥电路。如下图3-2： 图3-2 驱动主电路原理图IR2110驱动IGBT构成的H桥电路的特点显著,具有调速性能好,调速频带宽,可以工作在1100 kHz围工作12。所要求的控制信号简单,只需要加入PWM信号即可。IR2110设计保护电路性能良好,安全性高,无控制信号时,电机处于刹车状态,可用于很多工业领域。在本设计中图3-2,IR2110的自举电容采用了另个不同大小的电容并联使用。在频率为20 kHz左右的工作状态下,可选用1.0F和0.1F电容并联。并联高频小电容可吸收高频毛刺干扰电压。电路中为了防止Q1、Q3导通时高电压串入端损坏芯片,在设计采用快恢复二极管FR107,其快速恢复时间为500ns13 可有效地隔断高压信号串入IR2110。由于VB高于VS电压的最大值为20 V,为了避免VB过电压,电路中增加了10V稳压二极管D9、D17控制VB端电压在10V左右防止VB过压。由于密勒效应的作用,在开通与关断时,集电极与栅极间电容上的充放电电流很容易在栅极上产生干扰14。针对这中现象,本设计在输出驱动电路中的功率管栅极限流电阻R20、R21、R25、R26上反向并联了二极管D7、D8、D15、D16。为改善PWM控制脉冲的前后沿陡度并防止振荡,减小IGBT集电极的电压尖脉冲,一般应在栅极串联十几欧到几百欧的限流电阻15。在正常状态下,IGBT开通的时间越短,开通损耗也越小。但在开通过程中,因存在续流二极管D7、D8、D15、D16的反向恢复电流和吸收电容的放电电流,当IGBT的开通的时间越短,IGBT所承受的峰值电流也就越大,导致IGBT或续流二极管损耗。为了防止IGBT或二极管的损坏,就必须有目的地降低栅极驱动脉冲的上升速率,即增加栅极串联电阻的阻值2,控制该电流的峰值。虽然栅极串联电阻小,有利于加快关断速度和减小关断损耗,也有利于避免关断时集射极间电压的过小造成IGBT误开通16。但是如果栅极串联电阻过小,会由于集电极电流下降的过大,产生较大的集电极电压峰值2。综合上述因素在设计栅极串联电阻R20、R21、R25、R26时选取1K电阻为栅极串联电阻。IGBT的快速开通和关断提高工作频率,减小开关损耗,但由于开关过程中主回路电流的突变,其引线电感将产生很高的尖峰电压,该电压是IGBT过压损坏的主要原因。由于IGBT的栅-集极间存在的分布电容和栅-射极间存在的分布电容会产生过大的,故其开关转换过程中易使突然升高而造成C-E间误导通,从而损坏IGBT17。为了防止造成的误触发,本设计在栅-射极间加旁路保护电阻10k的R23、R24、R27、R28,有效的防止IGBT的损坏。3.2.2 IR2110驱动电路中IGBT抗干扰设计对于任何CMOS器件,使这些二极管正向导通或反向击穿都会引起寄生的可控晶闸管<SCR>锁定,锁定的最终后果难以预料,有可能暂时错误地工作到完全损坏器件。若在"理想的自举"电路中,由一个零阻抗电源供电,并通过一个理想的二极管给供电。负过冲电压将引起自举电容过充电。图3-3 IR2110部分寄生二极管示意图IGBTInsulated GateBipolar Transistor是电压驱动型器件,由于是容性输入阻抗,故要求驱动电路提供一条小阻抗通路,将栅极电压限制在一定安全数字17。如果电路的负载为感性负载,则在功率管开关瞬间、电源短路以及过电流关断时,将比较大,功率管就会产生过冲电压,从而使VS端电压低于COM端。实际上,该电压是不能低于-4V,超出该极限电压就会引起高端通道工作的不稳定。故在设计PCB时,应采取下列方法以减小VS负过冲电压：a、将功率管紧密放置,并在焊接功率器件时应尽量使引脚最短,以减少PCB布线长度和引脚间寄生电感的影响,引线应采用绞线或同轴电缆屏蔽线；b、IR2110尽可能靠近功率IGBT模块放置；c、在电源线与功率管之间应增加去耦电容,一般应选0.1F或1.0F的电容。 图3-4IR2110与IGBT布局图3.2.2IR2110功率驱动介绍3.2.2.1IR2100部结构原理图及管脚说明 IR2110是IR公司生产的高压,高速的功率MOSFET18, IGBT专用驱动芯片,具有独立的高、低端输出双通道。门电压需求在1020 V围,悬浮通道用于驱动MOSFET的高压端电压可以达到500 V18。 图3-5 IR2110部结构图图3-5中引脚10及引脚12 双列直插式封装,分别驱动逆变桥中同桥臂上下两个功率MOS器件的输入驱动信号输入端,当输入脉冲形成部分的两路输出,围为-0.5V+0.5,图6中和分别为引脚13及引脚9的电压值。引脚11SD端为保护电路信号输入端。当该引脚为高电平时,IR2110的输出被封锁,输出端HO7脚、LO1脚恒为低电平。而当该脚为低电平时,输出跟随输入变化。用于故障过电压、过电流保护电路。引脚6及引脚3分别为上下通道互锁输出级电源输入端。用于接输出级电源正极,且通过一个较高品质的电容接引脚2。引脚3还通过一个高反压快速恢复二极管与引脚6相连。3.2.2.2IR2110的自举电路在驱动电路设计中,IR2110的自举电路可以有效的保护IGBT。IR2110自举电路的结果原理图如图3-6所示： 图3-6 IR2110自举电路原理图图3-6中及分别为自举电容和快速恢复二极管,为的滤波电容。当在关断期间,已经充满电,即=。在开通,关断期间,通过电阻与 的栅射极间电容放电。在关断,开通期间,栅电荷经和快速释放。在经过死区时间后,开通经过、给充电19。这就是IR2110的自举电路原理。如果自举电容选取的过大,可能使关断时电容两端还没有达到要求的电压,而电容选择较小则会导致电容存储的能量不够维持栅源电压在导通时间为一定值。在选择自举电容最好选择非电解电容,电容应尽可能的靠近芯片。一般情况下为保证自举电容将栅源电压持续一段时间,选电容为其最小值的15倍左右19。综合考虑在设计驱动电路时采用1uf的电容为IR2110的自举电容。3.2.2.3IGBT H桥驱动电路原理H桥驱动电路是一个典型的直流电机控制电路,电路得名于"H桥驱动电路"是因为它的形状酷似字母H 。H型变换器在控制方式上分为双极式、单极式和受限式三种20。本设计同样采用选用双极式H型PWM变换器。如图3-7所示,四个电力晶体管IGBT和四个续流二级管FR307构成了H桥驱动电路。基极驱动电压分为两组即、同时工作其驱动电压分别为和,和同时工作其驱动电压为。在一个开关周期,时和为正,晶体管和饱和导通；而和为负值,和截止。这时,+加在电枢AB两端,电枢电流沿回路1流通；当时,和变为负值,和截止；和变成正值,但是和并不能立即导通,因为在电枢电感释放储能的作用下,沿回路2经二极管、续流,在和上的压降使、集电极和发射极承受反压,这时,在一个周期正负相间,这是双极式PWM变换器的特征2。图3-7 IGBT H桥驱动电路在一个周期具有正负相间的脉冲波形。而电机的正反转则体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时,则电枢两端的平均电压为正,在电动运行时电机正转。当,平均电压为负值,电机反转。如果正负脉冲相等时电枢电压为零,电机停转。双极型可逆PWM变换器电枢平均电压为3：若定义占空比为和电压系数的定义与不可逆变换器中相同,则在双极式控制的可逆变换器中=2- 1与不可逆变换器中的不同。调速时的可调围为01,相应的= -11。当时,为正,电动机正转；当时,为负,电动机负转；当时,=0,电动机停止。双极式控制的电压平衡方程式3： 电枢两端在一个周期的平均电压都是：。其平均值方程都可写成3： 则机械特性方程3：用转矩表示3：式中,电机在额定磁通下的转矩系数,。 理想空载转速,与电压系数成正比,。3.3隔离电路方案论证设计3.3.1 TLP250光耦隔离 隔离是整个设计的关键环节,如果隔离没有做好,将导致强弱电互相串扰,强电串到弱电的控制单元时会导致整个控制单元烧毁。因为系统的主电路电压均为高电压、大电流,而控制单元为弱电压,弱电流,所以它们之间必须采取光电隔离措施,以提高系统抗干扰措施,综合考虑决定采用带光电隔离的MOSFET驱动芯片TLP25021。图3-8 TLP部结构图光耦TLP250是一种可直接驱动小功率MOSFET和IGBT的功率型光耦,由日本东芝公司生产,其最大驱动能力达1.5A21。TLP250驱动主要具备以下特征：输入阈值电流IF=5mA<max>；电源电流ICC=11mA<max>；电源电压<VCC>=1035V；输出电流IO=±0.5A<min>；开关时间tpLH/tpHL=0.5s<max>。选用TLP250光耦既保证了功率驱动电路与PWM脉宽调制电路的可靠隔离,又具备了直接驱动MOSFET的能力,驱动电路简单。根据TPL250的数据手册要求在2、3脚的电压输入必须为1.6v,5、8脚之间必修接104旁路电容使输出均匀化,降低负载需求。具体电路设计如图3-9：图3-9 TLP250光耦隔离电路3.3.2 PC817数据采集隔离在进行电流电压采集和过压保护时必须进行隔离,防止强电流干扰控制模块。因为AD采集必须是模拟信号而不能使数字信号,所以在光耦选择时本设计采用了线性光耦PC81722。图3-10 PC817部结构图当输入端加电信号时,半导体二极管发出光线,照射在半导体光敏晶体管上,光敏晶体管接受光线后导通,产生光电流从输出端输出,从而实现了"电-光-电"的转换。普通光电耦合器只能传输数字信号,不适合传输模拟信号。而PC817是一种新型的光电隔离器件,能够传输连续变化的模拟电压或电流信号,随着输入信号的强弱变化会产生互相对应的光信号,从而使光敏晶体管的导通程度发生不同的变化,输出的电压或电流也随之产生不同变化。PC817光电耦合器在电路中不但可以起到反馈作用还可以起到强弱电隔离作用。图3-11 PC817集电极发射极电压V 与发光二极管正向电流If关系图3.4数据采集、过压反馈保护3.4.1数据采集、过压反馈方案设计为了实现系统的的过压保护,本设计采用三端稳压TL431和PC817线性光耦构成的过压保护装置。首先,对主电路的中IGBT的、与、之间的电压采集,然后通过TL431限压,再通过线性光耦PC817把电压反馈到AD0832实现电压采集,采集完成后把采集到的数据送给MC51处理。其工作原理：当输出电压发生波动时,经分压电阻R35得到的取样电压就与TL431中的基准电压进行比较,在阴极上形成误差电压,使光耦电流发生变化,这时候通过PC817隔离后经AD0832模数转换后给MC51处理,当主电路的电压过大时,MC51就停止PWM输出或改变PWM占空比从而达到过压保护。具体设计电路图如图3-12：图3-12 数据采集、闭环反馈电路设计图3.4.2 TL431介绍TL431的电路图形符号和基本接线如图3-13所示：图3-13 TL431基本符号图TL431相当于一只可调式齐纳稳压管,输出电压由外部精密分压电阻来设定。其稳压原理为：当UO上升时,取样电压也随之升高,使>,比较器输出高电平,使VT导通,UO开始下降。反之,UO下降会导致下降,从而<,使比较器再次翻转,输出变成低电平,VT截止UO上升。这样的循环下去,从动态平衡的角度来看,就迫使UO趋于稳定,从而达到了稳定的目的,并且 =。3.5稳压可调电源设计因为系统需要的不同电压值较多,且由于电机在正常工作时对电源的干扰很大,如果只用一组电源难以防止干扰,为此在设计时采用了两组可调的稳压电源为系统控制单元和驱动单元单独供电。在设计时首先考虑到使用三端可调稳压集成芯片LM317、和LM337。LM317系列稳压器输出连续可调的正电压,LM337系列稳压器输出连可调的负电压,可调围为1.2V37V,最大输出电流 为1.5A。稳压器部含有过流、过热保护电路,具有安全可靠,性能优良、不易损坏、使用方便等优点。其电压调整率和电流调整率均优于固定式集成稳压构成的可调电压稳压电源。再利用LM7805、LM7905三端稳压芯片即可形成一个1.2V18V可调和5V固定输出的稳压电源。具体设计电路图如下图3-13当220V交流电压经过变压器转换成双18V的交流电压,利用B2整流桥实现整流后,利用了3300uf大电容C1、C2整流,因为大容量电解电容有一定的绕制电感分布电感,易引起自激振荡,形成高频干扰,所以稳压器的输入、输出端常并入103瓷介质小容量电容C3、C4用来抵消电感效应,抑制高频干扰,利用LM317、LM337稳压器实现18V和-18V可调,最后在经过470uf电解电容C7、C8滤波后给LM7805、LM7905稳压后再通过C9、C10滤波后输出5V直流固定电压。图3-14 稳压可调电源电路原理图4软件设计4.1 PWM实现方式方案论证方案一：软件延时 基本思想：首先预设占空比值D,再根据周期T分别给输出端口置高电平M个单位时间,即。然后,在给输出端口置低电平个单位时间,即。通过改变M和的值,就可实现改变占空比,从而实现对单片机调速23。软件延时虽然理论上实现起来较容易,但占用系统资源过多,使用不方便。方案二：定时计数基本思想：利用单片机定时器0中断方式产生PWM脉冲,当定时器计数到设定时间后输出端口实现高低电平转换,实现PWM输出。此方案占用单片机资源比较少,使用较为简单。综合两个方案,本设计采用方案二。4.2程序流程图 系统程序为一个主程序包括若干功能模块,中断子程序,以及若干个子程序,共计三大部分构成。按照任务的定义,每个功能模块都能完成某一明确的任务,实现具体的某个功能,如测量、计算、显示、键盘扫描、输出控制等。本设计的总程序设计流程图及其部分主要子程序流程图。如图4-1 系统总体流程图,如图4-2 PWM输出子程序流程图,图4-3 A/D0832数据采集流程。图4-1系统总体程序流程图图4-2 PWM输出流程图图4-3 A/D0832数据采集流程图4.3主要程序设计分析4.3.1定时器0中断服务函数void timer0<void> interrupt 1 using 2TR0=0;Pro_Count+; 轮转次数加1if <Pro_Count>Cycle> Pro_Count=1;if <Pro_Count<=Pro_High> 输出高电平Pwm_Out=0;elsePwm_Out=1;TH0=Th0; 重载定时器初始值TL0=Tl0;TR0=1;4.3.2占空比调节函数void Pwm_Set<uchar x>switch<x> case 0:break; case 1: if<Pro_High<=900> Pro_High=Pro_High+100; 占空比加100 break;case 2: if<Pro_High<=990> Pro_High=Pro_High+10; 占空比加10 break; case 3:if<Pro_High<=999> Pro_High+; 占空比加1 break; case 4:if<Pro_High>=100> Pro_High=Pro_High-100; 占空比减100 break; case 5:if<Pro_High>=10> Pro_High=Pro_High-10; 占空比减10 break; case 6:if<Pro_High>0> Pro_High-; 占空比减1 break; 5调试结果描述调试过程,接5V直流电机,在不同占空比负载电压、IGBT栅极和集电极电压输出情况和电机的转动方向如下表5-1：表5-1 5V直流电机的测试情况占空比0%10%30%40%50%60%70%80%100%8.78